微波大功率变脉冲放大器的研制

田 超，张健霖，陈卫东，王东进

(中国科学技术大学 中国科学院电磁空间信息重点实验室， 合肥 230027)

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微波大功率变脉冲放大器的研制

田 超，张健霖，陈卫东，王东进

(中国科学技术大学 中国科学院电磁空间信息重点实验室， 合肥 230027)

针对基于悬浮平台微波凝视关联成像系统对变脉冲宽度和大峰值功率的需求，研制了一款X波段变脉冲固态功率放大器。描述该放大器组件中高速漏极调制及保护电路和射频开关的实现方案，分析大功率高速漏极调制电路输出电压脉冲的影响因素，优化调制电路的负载设计，并解决功放输出射频脉冲的包络凹陷问题。经试验验证：研制的功率放大器具有散热性好，稳定工作时间长，最窄脉宽20 ns，上升下降沿均小于3 ns，峰值功率大于40 W的射频脉冲输出等特点；其漏极调制电路输出24 V电压脉冲，上升沿小于20 ns，下降沿约60 ns。

变脉冲功率放大器；高速漏极调制；射频开关；功率合成

0 引 言

微波凝视关联成像[1-3]是指利用位于静止平台的雷达对固定区域进行成像，通过构造时空两维随机辐射场，继而获得更多的对观测区域目标信息的观测样本，联合接收回波与演算所得的辐射场做关联处理，实现波束内的目标分辨。微波凝视关联成像可以实现对特定区域的连续凝视观测和成像，在战场监视、灾情检测、军事预警等诸多领域将发挥重要作用。

基于悬浮平台的微波凝视关联成像是微波凝视关联成像技术的典型应用场景，由于高空风速是地面风速的几倍，悬浮平台稳定时间有限。成像过程中为了获取足够的观测样本，同时，保证平台不能有较大的位移和旋转，可以采用窄脉冲、短周期的工作方式。窄脉冲的工作方式还能实现复杂目标场景的分条带成像，减小系统运算的负荷，提高成像速度。此外，为了提高接收信号的信噪比，确保成像质量，要求发射机有较大的输出功率。因此，大功率窄脉冲放大器对基于悬浮平台的凝视关联成像系统非常关键。

本文研究设计微波大功率变脉冲放大器，保证系统在恶劣情况下的最窄输出脉冲需求，也可在良好环境下增长信号脉宽，提高了系统的灵活性与适应性。

1 微波变脉冲功率放大器设计

1.1 系统设计

依据基于悬浮平台微波凝视关联成像系统的计算分析结果，微波大功率变脉冲放大器指标要求如表1所示。

表1 放大器指标要求

本文脉宽20 ns、峰值功率大于40 W高质量射频脉冲对电路的响应速度有较高要求，是设计的一个难点。

X波段40 W变脉冲功率放大器的系统设计[4-5]如图1所示。组件主要分为射频开关和微波放大链路两个部分，前者产生射频脉冲，后者保证系统输出的峰值功率。选用的末级脉冲放大芯片输出功率可达48 dBm，小信号增益13 dB。考虑到成本和禁运的因素，选用驱动放大器芯片输出功率32 dBm，小信号增益大于17 dB，需四路进行功率合成推动末级功放。所有的放大器芯片设计在同一块印制电路板上，使用微带连接，减小了转接头的插损，并防止其将功率反射对前级电路带来不良影响。

图1 X波段40 W窄脉冲功率放大器组件系统设计

机械结构设计方面，射频腔体被分割为多个小空间，将各射频模块之间用金属壁隔离开来，防止敏感高频电路之间相互干扰。射频腔体的底板设计为散热片形式，其良好的散热性能保证了放大器芯片的工作性能。在热量分布较小的区域设计腔体放置低频电路板，将28 V直流电压转换为各模块需要的电压值，对输入的LVTTL脉冲控制信号进行处理，完成脉冲调制和各放大芯片上下电保护。

放大器采用漏极调制方式[6]，射频开关的控制脉冲信号LVTTL-a与放大链路的控制脉冲信号LVTTL-b的时序关系如图2所示[7]，保证了功放漏极电压脉冲与微波信号嵌套同步。改变LVTTL-a信号脉宽可实现放大器的输出脉冲宽度可调，与此同时需要调节LVTTL-b信号来改变漏极电压脉宽，大功率的高速漏极调制电路及其输出电压脉冲波形的优化设计是本文的另一难点。

图2 射频开关与微波放大链的控制信号时序关系

1.2 高速漏极调制及保护电路设计

高速漏极调制及保护电路输出上升下降沿陡峭的漏极电压脉冲，实现漏极电流的迅速开通与关断，大大减小了组件功耗，提高了效率，降低了功放散热的需求。此外，该电路需保证功放安全工作，提高系统的稳定性。本文设计高速漏极调制电路需要输出24 V电压脉冲，能迅速开通与关断大于6 A的工作电流。

1)高速漏极调制及保护电路设计

为了使功放安全工作，必须保证先加负电、后加正电的加电顺序及先下正电、后断负电的下电顺序。本文设计的高速漏极调制及保护电路原理图如图3所示，光耦实现了将负栅压转换为VCC1的输出，当负电稳定且LVTTL-b输入高电平时，与门芯片输出高电平超出驱动NMOS管的门限电压，其漏极和源极导通，R4两端压差增大，使得开关PMOS管的源极和栅极之间的压差增大而导通，输出端有漏极电压输出；当负栅压不存在或者LVTTL-b输入为低时，输出端没有电压输出。此外，LVTTL-b输入端加下拉电阻R5，保证该输入悬空时与门1端口输入为低，无漏极电压输出，增加了功放使用的安全性。

图3 高速脉冲调制及保护电路原理图

为了提高电路的响应速度，选择高速的驱动NMOS管和开关PMOS管。PMOS管的栅极和N型衬底之间形成电容，容值为C0，PMOS管导通建立导电沟道的过程中，经R3对栅极充入负电荷，等效RC电路的时间常数τ=C0R3，R3越小充电时间越短，因此R3的取值对输出脉冲电压的上升沿有很大影响；PMOS管截止时，导电沟道消失，栅极通过R4放电，R4越小放电速度越快，对输出脉冲电压的下降沿有很大影响。选择小阻值的R3与R4可减小漏极脉冲电压的上升与下降时间，但会导致组件功耗增加，PMOS管导通期间源极电压下降加剧，且对电阻的耐受功率及散热提出更高的要求。因此，R3与R4阻值的选取需综合以上因素。此外，C1选用X7R陶瓷电容，保证PMOS管导通时的放电速率，减小漏极电压脉冲上升沿的宽度；C2和C3为大容量的存储电容，维持PMOS管导通放电时的漏极电压值基本不变。

2)高速漏极调制电路输出电压脉冲优化设计

脉冲调制电路输出电压脉冲应具有快速的上升沿和下降沿，并保持脉冲内电压平稳，否则影响功放的工作状态。PMOS开关管输出端的负载电路设计对电压脉冲有重要影响，图4给出了一种负载电路不合理设计情况下功放工作时PMOS管输出的漏极电压波形，脉冲前沿(A段)出现过冲振荡现象，而脉冲后沿(D段)下降缓慢。

图4 PMOS开关输出端负载电路不合理时的漏极电压脉冲

当PMOS管导通时，功放漏极供电的简化模型如图5所示，其中，La为PMOS管输出端至负载间导线的等效电感，C为负载端并联电容(为放大芯片漏极端退耦电容)，R为负载的等效电阻，U0为负载工作的建议漏极电压，u为负载两端电压。

图5 PMOS管导通时的等效电路模型

根据以上电路图建立方程

(1)

u=U0+eαt(a1cosβt+a2sinβt)

(2)

u=U0+a3ek1t+a4ek2t

(3)

当PMOS管截止时，建立输出电路的模型，如图6所示。其中，Lb为负载并联电容与负载间导线的等效电感，u为负载端的电压波形。

图6 开关断开后输出电路的模型

根据图6电路模型建立如下方程

(4)

(1)当CR2>4Lb时

式(4)解形式为

(5)

(2)当CR2<4Lb时

(6)

1.3 变脉冲放大器设计

本文对微波大功率变脉冲放大器进行研究设计，窄脉冲实现是本文的一个难点。射频脉冲由前端射频开关产生，微波放大链路的主要功能是将脉冲信号放大，实现大功率变脉冲输出，放大的过程中需要保持信号脉冲包络的形状。

1)射频开关设计

功放输入小功率的连续波信号，经射频开关后得到最窄宽度20 ns的脉冲调制信号。因此，射频开关是产生变脉冲的关键。设计射频开关结构如图7所示。

图7 射频开关原理结构

射频开关包括开关、高通滤波、开关驱动电路和驱动电路电源四部分。使用开关芯片为GaAs单刀双掷开关，需要两个高低电平互补的-5 V(高)和0 V(低)逻辑电平控制，其插入损耗典型值是1.9 dB，隔离度典型值是38 dB，上升/下降时间trise/tfall典型值小于3 ns。

为了增加射频开关关断时的隔离度，提高输出脉冲信号的信噪比，将两个开关芯片级联；射频开关设计成吸收式，避免了开关关断时射频输入信号的反射影响前级电路的工作性能。高通滤波能够有效滤除射频开关输出脉冲的低频分量，提高脉冲的质量，本文使用的滤波器通带为7.9 GHz～11.0 GHz，滤波前后的脉冲波形分别如图8a)和图8b)所示。

图8 滤波前后的波形对比

2)变脉冲微波放大链设计

变脉冲微波放大链应具有足够快的响应速度，保持脉冲信号功率放大前后包络形状的一致。

目前多数大功率脉冲放大器芯片具有大的信号驱动电流和小静态电流，本文使用的末级脉冲放大芯片的静态漏极电流IDQ=2.4 A，但信号驱动漏极电流ID_Drive=6.36 A。因此，射频脉冲输入功放时，漏极电流会迅速增加，但电流变化率有限，2.4 A～6.36 A需要一定的时间，这段时间内提供给放大器芯片的直流功率不足，导致功放输出射频脉冲的包络凹陷，如图9所示。此外，放大器漏极电流变化的过程中，电路中的等效电感和电容及负载组成的回路振荡起来，漏极端电压出现波动，电流稳定后电压波形恢复稳定，此现象如图4中的B段(对应射频脉冲上升沿)和C段(对应射频脉冲下降沿)所示。

图9 功放输出脉冲包络凹陷现象

为了克服功放输出脉冲包络凹陷及输入射频脉冲时漏极电压波动问题，首先，在不损坏放大器芯片的前提下，减小负栅压绝对值，增大静态漏极电流IDQ，缩小信号驱动电流与静态电流之间的差值(ID_Drive-IDQ)，可大大减小射频脉冲输入时放大器芯片漏极电流稳定所需时间，并且减缓漏极电压波形的波动；其次，将PMOS开关管紧邻放大器芯片漏极管脚，设计时将末级功放芯片漏极管脚与PMOS开关管分置腔底两侧，使用铜柱穿过腔底连接，减小开关管至放大器漏极之间导线的等效电感，有效提高了射频脉冲输入时放大器漏极电流的变化速率，对射频脉冲包络凹陷和漏极电压波动问题进一步改善；最后，选用的末级放大器芯片输出的最大功率达48 dBm，而46 dBm功率即可满足系统的需求，降额使用可减小信号驱动电流ID_Drive，对脉冲包络凹陷问题也有所改善。

2 功放组件的测试

2.1 功放组件实物

所研制的变脉冲功率放大器实物如图10所示，各射频模块使用金属壁隔离，为改善性能可在腔壁贴吸波材料[8]。

图10 功放组件实物图

2.2 功放组件测试

变脉冲功率放大器的测试方案如图11所示。依据图11的测试方案搭建测试平台，信号源输出9 GHz～10 GHz频率范围内的连续波信号，测得如下结果：(1)末级功放的漏极电压脉冲(即高速漏极调制电路输出电压脉冲)如图12所示，其上升沿小于20 ns，下降沿约60 ns；(2)变脉冲功率放大器输出的20 ns射频脉冲(已衰减)如图13所示，其上升下降沿均小于3 ns；(3)使用功率计测量功放输出脉冲信号的平均功率，根据占空比求得变脉冲功率放大器的峰值功率，如图14所示。在功放的工作频带内，输出峰值功率大于40 W(46 dBm)，测试结果完全满足设计指标。

图11 功率放大器峰值功率及输出脉冲测试方案

图12 末级放大器漏极电压脉冲测量

图13 20 ns射频脉冲输出

图14 变脉冲功率放大器的峰值功率

4 结束语

本文研制了X波段40 W变脉冲功率放大器，输出射频脉冲最小脉宽20 ns。功率放大器主要包括射频开关和微波放大链路两个部分，射频开关部分采用两级开关芯片级联，具有较高的隔离度，其输出脉冲上升下降沿均小于3 ns；微波放大链使用四路32 dBm放大芯片功率合成的方式推动末级48 dBm放大器，保持了脉冲信号功率放大前后包络形状的一致；高速漏极调制及保护电路保证了功放使用的安全性，其输出漏极24 V脉冲电压上升沿小于20 ns，下降沿约60 ns。经测试，该放大器的各项指标均满足系统要求。目前，该组件已应用于基于系留气球悬浮平台的凝视关联成像实验系统，工作稳定，性能良好。

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田 超 男，1989年生，博士研究生。研究方向为雷达成像、射频电路设计。

张健霖 男，1991年生，博士研究生。研究方向为雷达成像、雷达信号处理。

陈卫东 男，1968年生，教授。研究方向为雷达信号处理、微波毫米波技术。

王东进 男，1955年生，教授。研究方向为微波与毫米波技术及其在精确制导、通信系统、雷达系统等领域中的应用。

A Study and Design of Microwave High Power Amplifier with Variable Pulse Width

TIAN Chao，ZHANG Jianlin，CHEN Weidong，WANG Dongjin

(Key Laboratory of Electromagnetic Space Information of CAS, USTC, Hefei 230027, China)

With the demand of variable pulse width and high peak power by the microwave staring correlated imaging system of suspended platform, an X-band variable pulse width solid-state power amplifier is designed in this paper. The implementation schemes of the high-speed drain modulation, protection circuit and the radio frequency (RF) switch are described. Then the factors affecting the voltage pulse of the high power and high-speed drain modulation circuit are analyzed and the load of the drain modulation circuit is optimized. In addition, solutions are put forward for the problem that the envelope of the output RF pulse of the amplifier sags. Experiments demonstrate that the developed power amplifier can work stably for a long time and the most narrow output pulse width is 20 ns with more than 40 W peak power, and less than 3 ns rising and falling time. The rising time of the 24 V voltage pulse of the drain modulation circuit is less than 20 ns, and the falling edge is about 60 ns.

variable pulse width power amplifier; high speed drain modulation; radio frequency switch; power combination

10.16592/ j.cnki.1004-7859.2016.12.016

国家863计划资助课题(2013AA122903)

田超 Email：chaolms@mail.ustc.edu.cn

2016-09-12

2016-11-15

TN957

A

1004-7859(2016)12-0078-05