一种用耦合电感实现零电压零电流开关的移相全桥变换器

张 强 林维明 徐玉珍

(福州大学电气工程与自动化学院 福州 350108)



一种用耦合电感实现零电压零电流开关的移相全桥变换器

张 强 林维明 徐玉珍

(福州大学电气工程与自动化学院 福州 350108)

在高压大功率场合，通常用IGBT作为开关器件。由于其关断的电流拖尾现象，IGBT零电流关断能有效减小开关损耗。提出一种新型移相全桥零电压零电流开关(ZVZCS)方案，通过1个双绕组的耦合电感和2个二极管实现滞后臂开关管在宽负载范围的零电流关断(ZCS)。所增加的二极管可以实现软开关，耦合电感的漏感并不会对增加的二极管产生附加的电压应力。为减小耦合电感的励磁电流对ZCS的影响，通过在所增加的2个二极管上各并联一个小电容，在不增大耦合电感尺寸的条件下增加复位电压的作用时间，保证滞后臂开关管的ZCS。在理论分析的基础上进行了计算机仿真，并设计了一台开关频率为68 kHz、输出为100 V/10 A的样机进行实验验证。仿真和实验结果证明了所提方案的有效性。

零电压零电流开关 移相全桥变换器 耦合电感 宽负载范围

0 引言

实现软开关的移相全桥变换器效率高、控制简单，广泛应用于中大功率场合。采用的软开关技术可分为两大类：4个开关管零电压开通(Zero Voltage Switching，ZVS)以及超前臂开关管零电压开通、滞后臂开关管零电流关断(Zero Current Switching，ZCS)。采用ZVS方案时，超前臂开关管容易实现零电压开通，但在负载较轻时，为了保证滞后臂开关管ZVS，一般需要增大谐振电感，却造成占空比损失。文献[1，2]将附加的谐振电感改成可饱和电感，拓宽了滞后臂ZVS范围，但占空比损失现象没有根本解决，且可饱和电感损耗大。文献[3-5]在桥臂上附加辅助谐振网络，在不增大占空比损失条件下，使其在大负载范围实现零电压开通。文献[6-9]将全桥电路变换成2个半桥电路，实现大范围ZVS，但半桥电路输入电压利用率低。前面所提到ZVS软开关技术还存在一个共同的问题，即一次侧开关管存在较大的环流阶段，导通损耗大。在高压大功率场合，通常用IGBT作为功率开关器件，让不易实现ZVS开通的滞后臂开关管ZCS关断，能更有效地减小开关损耗，同时也解决了ZVS方案一次环流的导通损耗问题。

文献[9,10]利用隔直电容提供复位电压，导致滞后臂电压应力变大。文献[9]用可饱和电感阻止电流反向流动[9]，但此种电感损耗大，无法应用于大功率场合。文献[10]串联2个二极管阻止电流反向[10]，但这使得导通损耗变大。文献[11-16]在二次侧增加谐振支路，利用谐振电容电压将一次电流复位到零，这种类型的零电压零电流开关(Zero-Voltage and Zero-Current Switching，ZVZCS)方法不适用于大电流输出的场合。在桥臂上加入辅助谐振网络，出现了许多混合电路结构[17-21]：全桥电路的两个桥臂，同时作为半桥变换器或半桥LLC的桥臂，两个二次侧组合形成一个输出，通过不同的组合方式可以实现ZVS或ZVZCS。由于混合结构中的半桥变换器或半桥LLC输出不可控(也有的同时采用脉冲频率调制(Pulse Frequency Modulation，PFM)与脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)控制方案[20，21]，但控制复杂，通常用于多路稳压输出)，组合后的输出电压无法宽范围调节。文献[22]在全桥电路一次侧增加1个三绕组耦合电感和2个二极管，利用输入电压产生电流复位电压；但绕组结构复杂，且三绕组耦合电感的漏感会使二极管电压应力变大。

本文提出一种新型移相全桥ZVZCS方案，通过1个双绕组的耦合电感和2个二极管来实现滞后臂开关管的ZCS。首先分析了所提电路方案的工作原理，并讨论耦合电感的励磁电流对ZVZCS的影响；然后，给出了实现ZVZCS关键参数的详细设计过程，为了减小励磁电流对ZCS影响，在增加的两个二极管上各并联一个适当的电容，在不增大耦合电感尺寸的条件下，使滞后臂开关管更接近ZCS。最后用仿真和样机证明了所提方案的正确性。

1 电路拓扑及工作原理

图1为本文提出的双绕组耦合电感实现全桥电路ZVZCS的主电路拓扑，与基本ZVS全桥电路相比，增加了提供复位电压的双绕组耦合电感T2和2个二极管VDa1、VDa2，如图1中虚线框所示。图中，C1、C2为超前臂开关管谐振电容，Lk为T1、T2一次绕组的总漏感，输出采用全波整流。

图1 双绕组耦合电感实现全桥电路ZVZCS的主电路Fig.1 The proposed circuit of ZVZCS full-bridge converter with two-winding coupled inductor

稳态工作时，一个开关周期可以分成14个阶段。由于电路正负半周对称工作，所以只需分析正半周切换到负半周的8种工作状态，即S1、S4导通切换到S2、S3导通的过程。忽略半导体器件和线路导通压降，各变量参考正方向如图1中标注，ia为T2绕组n2s的电流，ip为T2另一绕组n2p的电流，即主变压器T1的一次绕组电流。Io为忽略开关纹波的Lf电流。为了分析耦合电感的励磁电流，把励磁电感Lm_T2放绕组n2s一侧，耦合电感的等效电路如图2所示。由图2可得电流ia为

(1)

图2 双绕组耦合电感的等效电路Fig.2 The equivalent circuit of the coupled inductor

稳态时，一些关键变量的波形如图3所示，电路各阶段的工作过程如图4所示。

[t0，t1]阶段：S1、S4导通，正半周电源向负载供电，等效电路如图4a所示，电流的标注方向为实际的电流方向。从T2的耦合方向可知，n2s绕组短路。T2的励磁电流im_T2<0，ia>0。超前臂开关管导通电流ilead如式(2)所示。T2的加入，增大了超前臂开关管的电流应力，n2p/n2s越大，电流应力越大。

图3 稳态工作时的关键波形Fig.3 Key waveforms of proposed circuit in steady state

图4 正半周切换到负半周的各阶段等效电路Fig.4 Operating stages from positive to negative cycle

(2)

(3)

[t2，t3]阶段：t2时刻，uC1=Ui，uC2=0，超前臂谐振结束，等效电路如图4c所示。S2的反并联二极管导通，之后S2零电压开通。同时，T2绕组电压un2s=Ui，耦合到n2p，形成ip复位的电压ureset加在Lk上，ip线性下降，下降到零所需的时间如式(5)所示。n2p/n2s越大，越容易实现滞后臂开关管ZCS。

(4)

(5)

[t3，t4]阶段：随着ip下降，ia逐渐减小。考虑到T2的励磁电流，t3时刻，ia=0，VDa1为ZCS关断。ureset=0，复位电压消失，励磁电流达到正向最大，等效电路如图4d所示。由式(1)可知，剩余的环流电流如式(6)所示，im_T2(peak)越大，剩余电流越大，滞后臂开关管并无法真正地实现ZCS。

(6)

[t4，t5]阶段：t4时刻，S4关断。Lk与滞后臂的寄生电容谐振，由于滞后臂开关管的寄生电容很小，ip迅速谐振反向，等效电路如图4e所示，此时ia<0。实际上由于二极管寄生电容的影响，VDa1关断后存在反向恢复过程，t3时刻，ia会反向流通，等效电路同[t4，t5]阶段，由式(6)可知，这有助于ip继续下降。如果给VDa1、VDa2各并联一个适当的小电容，容值与VDa1、VDa2反向恢复特性及输入电压有关，由此调节ia反向后的值ia_r满足式(7)，则S4可以更接近零电流关断。

ia_r≈im_T2(peak)

(7)

[t5，t6]阶段：t5时刻，S4反并联二极管导通，谐振结束，ip=-ip(t3)，等效电路如图4f所示。

[t6，t7]阶段：经过滞后臂的死区时间，t6时刻，S3开通，等效电路如图4g所示。T2绕组n2s短路，输入电压加在Lk上，ip迅速反向上升。直到t7时刻，ip上升到电感Lf反射到一次电流。

(8)

[t7，t8]阶段：t7时刻之后，电路进入负半周的正常导通过程。等效电路如图4h所示，电源向负载供电，开关管S2的电流同式(2)。直到t8时刻，开始负半周切换切换到正半周的过程。

稳态时，下一个开关周期周而复始。

2 关键参数设计

电路参数设计要满足超前臂开关管的零电压开通和滞后臂开关管的零电流关断。只要合理地设置超前臂的死区时间和谐振电容C1、C2，超前臂ZVS就容易实现。滞后臂的ZCS关键在于耦合电感T2的设计及VDa1、VDa2并联电容的取值。电路的设计参数见表1。漏感Lk越大，滞后臂开关管的ZCS关断越难实现。为了体现耦合电感的复位电压对滞后臂开关管ZCS关断的作用，在后文的仿真和实验中，特意增大漏感，即将Lk值设得较大。

表1 电路的设计参数Tab.1 The design parameters of circuit

2.1 耦合电感T2的匝比n2p/n2s设计

先忽略耦合电感励磁电流的影响，由原理波形图3可知，S4要零电流关断，ip需在t4时刻前下降到零。ip下降到零的最短时间为

(9)

可知，将ip复位到零所需的复位电压ureset为

(10)

进而可得T2的匝比为

(11)

为了保证ip在t4时刻之前下降到零，同时减小ip下降过程中[t2，t3]阶段环流的时间，选择的匝比要大于式(11)的计算值，本文选择n2p/n2s=1∶8。

耦合电感T2所需的磁心尺寸，可以根据磁链表达式(12)进行设计。耦合电感绕组n2p与变压器T1一次绕组串联，为了减小对线路导通损耗的影响，希望绕组n2p匝数少。实际可以选用某环形MnZn铁氧体磁心，n2p=1 T，n2s=8 T，Lm_T2≈300 μH。关于T2对功率密度的影响，在后文的样机部分具体说明。

ψ=Lkip(max)=2N2pB(max)Ae

(12)

根据式(2)可得超前臂开关管导通电流为：

(13)

2.2 超前臂谐振电容Clead设计

超前臂谐振电容的选择与传统的ZVS移相全桥电路类似。由于T2的引入，给C1、C2充、放电的电流变为式(13)所示的值，由ip变成了1.125ip。设C1=C2=Clead，在20%负载以上可以实现ZVS，则

(14)

考虑IGBT寄生电容的影响，实际选择并联在超前臂开关管的电容要小于计算值。

3 仿真与实验

3.1 仿真研究

根据以上参数进行Pspice仿真，设耦合电感T2的耦合系数k2=0.99。在额定负载条件下，有、无并联电容Ca时，关键参数的仿真波形如图5所示。图5a为VDa1、VDa2没加电容Ca的仿真结果，可见t3时刻，ia=0。由于T2励磁电流的影响，im_T2(peak)=0.4 A，ip(t3)=3.2 A；此后ip基本保持不变，直到t4时刻，S4关断，虽然关断时的ip已经减小，但剩余环流电流仍然较大，没有真正实现ZCS。图5b为VDa1、VDa2各并联一个Ca=0.22 nF的仿真结果，可见t3时刻，ia=0。

图5 有、无Ca时，关键参数的仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of key parameters with and without Ca

图6、图7分别为额定负载和20%负载时，超前臂开关管ZVS开通、滞后臂开关管ZCS关断的仿真波形。对于滞后臂开关管的ZCS关断，负载越小，越容易实现，所以只要设计合理，滞后臂开关管可以在全负载范围实现ZCS关断。

图6 满载时超前臂ZVS与滞后臂ZCS的仿真波形Fig.6 Simulation waveforms of ZVS in the leading-leg switches and ZCS in the lagging-leg switches at full load

图7 20%负载时超前臂ZVS与滞后臂ZCS的仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of ZVS in the leading-leg switches and ZCS in the lagging-leg switches at 20% load

3.2 实验验证

为了验证理论分析及仿真的正确性，根据仿真参数制作了一台实验样机，采用单电压环PI控制，利用DSP TMS320F2812实现。为了证明ZCS关断对开关损耗的影响，选择耐压为600 V的IGBT，型号为IKW30N60T，样机功率级硬件参数如图8所示。其中耦合电感T2尺寸相对于功率电路中的变压器T1和滤波电感Lf较小，并不会对整体的功率密度产生太大影响。

图8 样机功率级硬件参数图Fig.8 Power stage parameters of the prototype

图9a为满载条件，无Ca时，T1一次电流ip与复位电压ureset的波形,可见，没有Ca时，ip未下降到零，滞后臂开关管无法真正实现零电流关断。图9b为满载条件下，在VDa1、VDa2上分别并联电容Ca=100 pF时的实验波形。可见，ip下降到几乎为零，有效减小环流过程的导通损耗，滞后臂开关管更接近零电流关断。

图9 满载条件，无(或有) Ca时，T1一次电流ip、复位电压ureset波形Fig.9 Experimental waveforms of ip，ureset without or with Ca at full load

图10、图11分别为满载和20%负载时，超前臂ZVS与滞后臂ZCS的软开关波形，实际并联在超前臂的谐振电容为200 pF。

图10 满载时超前臂ZVS与滞后臂ZCS的开关波形Fig.10 Experimental waveforms of ZVS in the leading-leg switches and ZCS in the lagging-leg switches at full load

图11 20%负载时超前臂ZVS与滞后臂ZCS的开关波形Fig.11 Experimental waveforms of ZVS in the leading-leg switches and ZCS in the lagging-leg switches at 20% load

图12为所增加的二极管VDa(VDa1或VDa2)的电压、电流波形，可见VDa也实现了软开关，没出现因反向恢复造成的电压尖峰。

图12 二极管VDa的电压、电流波形Fig.12 Voltage and current waveforms of diode VDa

图13为额定输入条件下，所提的ZVZCS方案与传统的ZVS方案的效率曲线。所提方案具有更高效率，同时也说明IGBT零电流关断能更有效地减小开关损耗。ZVZCS方案还减小了一次环流时的导通损耗，随着负载电流的增大，效率优势变得更明显。

图13 所提电路与传统ZVS方案的效率对比Fig.13 Measured efficiency curve of the proposed converter and traditional ZVS topology

4 结论

本文提出了一种用双绕组耦合电感实现移相全桥变换器的ZVZCS。该方法利用输入电压产生开关管电流的复位电压，特别适用于高压输入、低压大电流输出的场合。本文方法可在宽负载范围内实现滞后臂开关管的ZCS，同时VDa1、VDa2实现软开关，耦合电感的漏感并不会对增加的二极管产生附加的电压应力。考虑耦合电感励磁电流的影响，在VDa1、VDa2两端各并联一电容，使滞后臂开关管更接近ZCS。并进行了计算机仿真，以IGBT为功率开关制作了一台开关频率为68 kHz、100 V/10 A的原理样机进行实验验证。实验结果证明了所提方法的正确性，从额定负载到20%负载范围内，电路都可以实现ZVZCS；与传统ZVS方案的效率对比表明，相同条件下，本文方法具有更高的效率。

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A Novel ZVZCS Phase-Shifted Full-Bridge Converter with Coupled Inductor

Zhang Qiang Lin Weiming Xu Yuzhen

(College of Electrical Engineering and Automation Fuzhou University Fuzhou 350108 China)

In high voltage and large power applications，IGBTs are often chosen as power switches. Due to their tail currents，zero current turning-off can reduce switching loss effectively. A two-winding coupled inductor and two diodes are introduced to realize zero-voltage and zero-current switching(ZCS) for phase-shifted full-bridge converter. ZCS of the lagging-leg switches is achieved in wide load range. The added diodes are turned on and off with soft switching. The leakage inductor of the coupled inductor will not increase voltage stress of the added diodes. To reduce the impact of magnetizing current of the coupled inductor on ZCS，two small capacitors are paralleled with two diodes，respectively. Without increasing the size of the coupled inductor，the interval of the reset voltage is increased so that the lagging-leg switches can be turned off with ZCS in practice. The analysis is verified by simulation and experimental results on a 68 kHz，100 V/10 A prototype. The results of simulation and experiment verify the validity of the proposed scheme.

Zero-voltage and zero-current switching，phase-shifted full-bridge converter，coupled inductor，wide load range

福建省科技厅重大项目(2014H6012)、福建省自然科学基金项目(2015J01193)和福州大学博士启动基金项目(510069)资助。

2015-05-25 改稿日期2015-09-08

TM46

张 强 男，1985年生，博士，研究方向为开关电源软开关技术、功率因数校正技术。

E-mail：zhangqiangfzu@foxmail.com(通信作者)

林维明 男，1964年生，教授，博士生导师，研究方向为电力电子变流技术。

E-mail：weiming@fzu.edu.cn