三相脉冲调制变流器驱动电源电磁兼容性能提升

王 冕, 曲东昌, 陈国柱

(浙江大学 电气工程学院,浙江 杭州 310027)



三相脉冲调制变流器驱动电源电磁兼容性能提升

王 冕, 曲东昌, 陈国柱

(浙江大学 电气工程学院,浙江 杭州 310027)

针对三相脉冲宽度调制(PWM)变流器中开关管驱动电源受到主电路电磁干扰(EMI)的问题进行分析,研究如何提升电磁兼容(EMC)性能.对三相变流器中由于高速开关引起的高频EMI源进行分析与定量的计算,建立三相变流器及驱动电源的高频传导模型.通过建立高频模型,指出EMI源对驱动电源造成的干扰传导通路有3条：主电路与驱动电源间的传导通路Ⅰ和Ⅱ、驱动电源间的传导通路Ⅲ,利用高频模型得到3条传导通路的高频等效电路和相应的传递函数,根据传递函数提出抑制3种干扰、提升驱动电源EMC性能的一般性方法.仿真与实验结果表明,驱动电源间的干扰是主要干扰,通过在驱动电源负载端并联电容的方法可以大大减小干扰.

三相脉冲宽度调制变流器；电磁兼容(EMC)；共模电压；高频传导模型；驱动电源稳定性

在功率变流器中,由于半导体器件的高速开关工作而产生的电磁干扰(EMI)问题由来已久.其中,在电压型变流器中由于采用脉冲调制(PWM)技术而产生的高频、高幅值跳变共模电压是产生EMI的重要根源[1].

针对共模电压干扰,一般可从干扰源、干扰路径、被干扰对象3个方面进行抑制.现有文献对变流器共模电压干扰的抑制主要通过抑制干扰源来实现隔离,主要方式是通过改变调制方式[2-4]或增加额外电路[5-11]以降低共模电压.然而,共模电压对辅助驱动电源的干扰问题鲜有分析研究,干扰途径、对驱动电源的干扰隔离及干扰抑制方法对变流器的正常运行至关重要,需要从理论和工程上进行研究.

在实际的电力电子装置中,一般以开关电源作为辅助电源,变流器和开关电源的高频参数为变流器共模电压信号的传递提供了通路,使变流器开关管驱动电压受到主电路高频共模噪声干扰,出现过欠压,导致电路无法正常工作.另外,多路驱动电源之间电势差会随着各自的开关器件动作而高速跳变,由于寄生参数的存在会引起串扰的问题.

本文首先对三相变流器中由于器件高速开关引起的高频共模电压进行分析与定量计算,建立变流器及驱动电源的高频传导模型.在此基础上,分析EMI源对驱动电源造成干扰的3条主要传导通路,通过选取典型参数进行定量计算来描述3种干扰的影响.针对3条通路提出抑制干扰、提升电源EMC性能的一般性方法,通过仿真及实验进行验证.

1 变流器与驱动电源高频模型

1.1 变流器共模电压

图1 三相PWM变流器及驱动电源结构图Fig.1 Structure of three phase PWM converter and its auxiliary power supplies

一个变流器通常需要多套驱动辅助电源,在常规的三相逆变电路中,逆变桥的驱动电路供电由4路相互独立的辅助电源完成,三相变流器及驱动电源结构如图1所示.对应图1的变流器,上面3个IGBT管分别用一路辅助驱动电源,下面3个IGBT管共用一路辅助电源,4路电源应该相互独立.图1中,直流侧电压由外部电源给定,电压可以视为恒定值,记为Ud；O为三相交流电中性点；uAO、uBO和uCO为桥臂中点电压,是高频跳变的dv/dt干扰源；CA1、CA2、CB1、CB2、CC1、CC2为器件与大地GND之间的寄生电容,由于这些电容的存在,导致高频共模信号与辅助电源间形成通路,具体的通路会进行分析；GND1～GND4分别为4个独立驱动电源的参考地.

采用SPWM调制方式,设直流侧电容中点为O′,根据Huang等[12]的研究可以推导图1中电网中性点相对于直流中点的共模电压uCM=uOO′=(uAO′+uBO′+uCO′)/3的数学形式为

(1)

式中：M为调制比；ωc为载波角频率；ωm为调制波角频率；N为载波比,为任意正整数；m为相对于载波的谐波次数；n为相对于调制波的谐波次数.可以看出,开关次谐波及边频带以及开关次的整数倍次谐波及边频带是高频干扰的主要成分.这些高频量是造成电路干扰、使辅助电源不能稳定工作的主要因素,需要分析这些干扰在主电路和辅助电源上的传导方式,以便采取措施提升辅助电源的稳定性.

1.2 PWM变流器及驱动电源高频建模

共模电压通过共模电容接地后引入到其他与地系统有电位关系的电路之中.对于辅助驱动电源,不考虑电源内部由于自身影响产生的共模干扰[13],变流器和开关电源组成的典型系统的共模传导模型如图2所示.图中,虚线框中分别为变流器和开关电源简化后的等效电路；Lf为变流器滤波电感；Cc为CA1、CA2、CB1、CB2、CC1、CC2的集总参数,表示变流器与大地之间的耦合电容,主要集中在功率器件的散热基板与散热器之间；Ci1、Ci2为变压器原边两端对地的耦合电容,包括开关电源内部的以及外部滤波电路的共模电容；Css1为变压器原边与副边之间的跨接电容,在常规开关电源中用以防止变压器原副边由于电荷积累产生高压放电；Css2为变压器原边与副边之间的等效分布电容；CY1、CY2为开关电源输出端的共模电容,CX为开关电源输出差模电容,在共模模型中等效短路.开关电源一般经过整流之后采用变压器进行隔离、变换.

图2 变流器与辅助电源共模等效模型Fig.2 High-frequency modeling of PWM converter and its’ power supplies

由图2可见,由于高频寄生参数的影响,产生于变流器桥臂上的高频干扰会传导入辅助驱动中.由于存在多路的驱动电源,电源之间存在高频通路,这更加剧了干扰的负面影响.

2 高频传导通路分析

在三相逆变电路中,逆变桥驱动电路的供电由4路相互独立的辅助电源完成.4路电源的相互独立是指辅助电源输出端的相互独立,是基于低频模型的独立电源,实际上对高频来讲并非相互独立.在高频传导模型中,由于辅助电源的输入未实现隔离,存在高频传导通路.

如图3所示为2个共交流输入的开关电源的高频等效模型以及在主电路共模信号影响下存在的高频通路分析.图2说明了EMI干扰存在于主电路和辅助驱动电源间,图3明确了干扰在多路辅助电源系统中的具体传导通路和传导方式.

图3 两路辅助电源供电变流器典型EMI传导路径Fig.3 High-frequency modeling of two power supplies and EMI conduction routes in converters

2.1 传导通路I分析

图3中,通路I表示电源空载时,由于开关电源的输出正、负极之间电路的不对称性,导致输出共模电容上的共模电压转化为差模,影响输出电压质量.由图3并结合图2,可以得到共模传导路径的等效电路如图4所示.

根据图4可得共模电压到CX上输出电压的传递函数为G1=ΔuO1(s)/uCM(s),记为第1种干扰.

(2)

式中：R为滤波电感和变流器内阻及线路电阻的等效；C1=1/(1/Css+1/CX+1/CY)；C2=C1+Ci；L=Lf/3+Ll,其中Ll为电源输入的等效电感.

在主电路参数确定的情况下,减小C1以及增大C2、CX和Ll有利于减小共模干扰.

图4 通路I等效干扰传导电路Fig.4 Equivalent conduction circuit of route I

2.2 传导通路Ⅱ分析

通路Ⅱ存在于变流器主电路和辅助驱动电源之间.考虑电源输出至负载的等效阻抗,共模电压在输出等效阻抗Ls和Rs上产生干扰,记为第2种干扰,等效通路如图5所示.

图5 通路Ⅱ等效干扰传导电路Fig.5 Equivalent conduction circuit of route Ⅱ

得到共模电压到输出电压的传递函数G2=ΔuO2(s)/uCM(s)为

(3)

2.3 传导通路Ⅲ分析

在通路Ⅲ中,干扰产生于两路辅助电源之间,记为第3种干扰.根据图3所示的通路Ⅲ传导路径,可以将其等效电路表示为图6所示.

输出电压变化与p点(p指桥臂中点A、B、C)电压关系为

(4)

忽略直流量,记G3=ΔuO3(s)/uCM(s),则

(5)

通过式(3)、(6)可以看出,当Ls、Rs和Cs趋于0时,输出电压的畸变基本为0.

通路Ⅰ和Ⅱ所代表的干扰类型来源于无高频隔离的驱动电源取电方式,可以通过增加EMI滤波器或其他高频隔离手段对其进行抑制.通路Ⅲ存在于两路辅助电源之间,多路辅助电源间不可避免地均存在高频通路,影响巨大.

图6 通路Ⅲ等效干扰传导电路Fig.6 Equivalent conduction circuit of route Ⅲ

3 干扰影响分析与抑制

3.1 3种干扰影响的分析对比

3种干扰对辅助电源的输出电压都存在影响,

但是具体的影响大小无法量化.按照笔者的实际经验和电路测量所得,通过选取三相半桥变流器中的参数对3种干扰的影响进行量化评估,选定的具有代表性的电路参数如表1所示.

表1 三相变流器电路参数与分布参数

根据式(2)、(3)和(5)并结合表1的参数可以得到3种干扰对应的传递函数G1、G2、G3及波特图,如图7所示.图中，Mag为传递函数的幅值.

图7 3条传导通路传递函数G1、G2、G3波特图Fig.7 Bode diagram of transfer function G1, G2 and G3

从图7可以看出,在选定的电路参数下,第一种干扰影响很小,基本可以忽略；第二种影响相对严重,且主要集中在中低频段；第三种干扰对辅助电源输出电压造成的干扰最大,且主要集中在高频段.

3.2 干扰抑制方法

通过以上分析,可以得出对3种干扰的抑制方法.针对第一种干扰,应增大输入滤波电感Ll、共模电容CX；对于第二种干扰,除了上述措施外,还应该减小电源输出与负载之间的距离以降低寄生电感、电阻.

第3种干扰在所研究范围内的影响最大.通过对图3、6中的通路Ⅲ电路进行分析,提出在负载端就近加电容Co,同时减小回路寄生参数Css来提高辅助电源输出电压质量的方法.按照上述方法,可以得到加入Co后输出电压变化与A、B、C三点电压的关系,记G4=ΔuO4(s)/uCM(s),则

G4=

(6)

图8 电源负载端加电容前、后干扰传递函数对比Fig.8 Bode diagram of transfer function G4 when Co varies

由式(6)可以看出,负载端所加电容越大,越有利于对干扰的抑制.如图8所示为Co从0(不加电容)到100 μF变化时G4的幅频特性图.可见,随着Co的加大,在靠近开关频率处的干扰信号幅值显著地减小,总体的干扰抑制性能得到了提升.

4 仿真与实验验证

为了验证前述分析和提出的干扰抑制策略的正确性,在Matlab中建立三相半桥变流器模型进行仿真验证.变流器主电路的主要参数如下：载波频率fc为5 kHz,调制波频率fm为50 Hz,直流侧电压Ud为750 V,调制比M取1,其他参数参见表1.

图9分别给出3种干扰情况下的辅助电源输出波形,前2种干扰的影响较小,第3种干扰幅值超过5 V,影响最严重.

图9 3种干扰引起的输出电压变化量Fig.9 Simulation results of interference voltages caused on three conduction routes

在采用负载端加电容的方法后,前2种干扰下的输出电压几乎没有变化,仍然很小,但是第3种干扰受到有效抑制,辅助驱动电源的输出电压质量得到了明显的改善,仿真波形如图10所示.

图10 电源负载端加入电容Co=4.7 μF后的电压噪声Fig.10 Simulation results of interference voltage when Co=4.7 μF is paralleled

通过减小Css可以进一步降低噪声.分布电容Css2无法消除,采用去掉电源变压器原副边跨接电容Css1的方法,使Css从5 nF变为1 nF,得到的仿真结果如图11所示.可以看出,Css减小后输出端电压扰动得到了进一步抑制.

图11 电源负载端跨接电容Css从5 nF减小到1 nF后的电压噪声Fig.11 Simulation results of interference voltage when Css is reduced from 5 nF to 1 nF

基于仿真模型搭建实验样机,样机的主要参数和表1、2相同.

如图12所示为负载端加入干扰抑制电容Co=4.7 μF前、后的对比.如图12(a)所示为加入电容Co前的辅助电源输出电压,辅助电源输出电压上的干扰电压幅值达到5 V以上,并且主要由电源间的串扰产生,这与仿真结果相符,干扰很严重,导致系统无法正常运行.如图12(b)所示为加入电容Co后的辅助电源输出电压,加入Co后共模电压几乎完全被抑制,辅助供电正常.

图12 电源负载端加电容Co=4.7 μF前、后的电压波形Fig.12 Comparison of supply voltages before and after Co is paralleled to output port

图13 电源负载端加电容Co=4.7 μF后的电压FFT分析Fig.13 Supply voltage and its’ FFT analysis whenCo=4.7 μF

如图13所示为加入Co后的辅助电源电压波形及FFT分析.可以看出,辅助电源电压存在2处谐振峰,理论上,图8中加入Co后传递函数G4存在2处谐振峰,仿真结果和理论分析相符,验证了理论分析的正确性.

仿真结果图9～11和实验结果图12证实了提出的在辅助电源输出端并电容、减小变压器寄生电容来抑制共模干扰方法的有效性；实验结果图13证实了式(6)和图8关于加入Co后的通路Ⅲ传递函数分析是正确的.仿真与实验结果证明了本文中高频模型的正确性和提出的干扰抑制方法的有效性.

5 结 语

本文研究变流器驱动电源受主电路EMI干扰的问题.首先通过电路分析和合理简化,得到干扰信号的高频传导等效电路.对3种不同的干扰进行数值分析与对比,提出抑制干扰的手段,即针对第1种干扰,应增大输入滤波电感和共模电容；对于第2种干扰,除了上述措施,还应该减小电源输出与负载之间的距离以降低寄生电感、电阻；对于第3种干扰,可以在驱动电源输出端并联电容、减小变压器耦合电容.

理论分析表明,变流器对辅助电源的主要干扰来自于多电源之间的相互影响,即第3种干扰,前2种干扰的影响很小.仿真和实验结果证明了多电源间的干扰是主要干扰,还表明辅助电源输出端并电容后干扰大大减小,验证了所提干扰抑制方法的有效性.

[1] AKAGI H, SHIMIZU T. Attenuation of conducted EMI emissions from an inverter-driven motor [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2008, 23(1): 282-290.

[2] 周娟,魏琛,杨宇,等.逆变器简化PWM算法及抑制共模电压策略[J].电工技术学报. 2014, 29(8): 158-165. ZHOU Juan, WEI Chen, YANG Yu, et al. Inverter simplified algorithm of PWM and inhibit common-mode voltage strategy [J]. Transaction of China Electro-technical Society, 2014, 29(8): 158-165.

[3] KANCHAN R S, TEKWANI P N, GOPAKUMAR K. Three-level inverter scheme with common mode voltage elimination and DC link capacitor voltage balancing for an open-end winding induction motor drive [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2006, 21(6): 1676-1683.

[4] UN E, HAVA A M. A near-state PWM method with reduced switching losses and reduced common-mode voltage for three-phase voltage source inverters [J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2009,45(2): 782-793.

[5] GRAOVAC D, HOFFMANN T, HALTMAIR A. A transfer function approach to a common mode filter (CMMF) optimization in the PWM inverter supplied motor drives [J]. IEEE Transactions on Energy Conversion, 2011, 26(1): 93-101.

[6] SICARD E, WU J, LI J. Signal integrity and EMC performance enhancement using 3D integrated circuits: a case study [C]∥2013 9th Intl Workshop on Electromagnetic Compatibility of Integrated Circuits (EMC Compo). Nara: IEEE, 2013: 10-14.

[7] 吴可丽,夏长亮,张云,等.二极管钳位型三电平逆变器共模电压抑制[J].电工技术学报, 2015, 30(24): 110-117. WU Ke-li, XIA Chang-liang, ZHANG Yun, et al. Common-mode voltage suppression for neutral-point-clamped three-level inverter [J]. Transaction of China Electro-technical Society, 2015, 30(24): 110-117.

[8] HAMZA D, PAHLEVANINEZHAD M. Integratedcapacitor for common-mode EMI mitigation applicable to high frequency planar transformers used in electric vehicles DC/DC converters [C]∥Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE). Pittsburgh: IEEE, 2014: 4809-4814.

[9] AKAGI H, HASEGAWA H, DOUMOTO T. Design and performance of a passive EMI filter for use with a voltage-source PWM inverter having sinusoidal output voltage and zero common-mode voltage [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2004, 19(4): 1069-1076.

[10] 肖芳,孙力.功率变换器多开关状态下的传导电磁干扰预测[J].中国电机工程学报, 2013, 33(3): 176-183. XIAO Fang, SUN Li. Conducted electromagnetic interference prediction for power converters under variable switching conditions [J]. Proceedings of the Chinese Society for Electrical Engineering, 2013, 33(3): 176-183.

[11] 张亚玉,苏建徽,王其兵.大功率电流源型变频器共模电压研究[J].电力自动化设备,2011, 31(10): 85-88. ZHANG Ya-yu, SU Jian-hui, WANG Qi-bing. Study of common-mode voltage in high-power current source converter [J]. Electric Power Automation Equipment, 2011, 31(10): 85-88.

[12] HUANG J, SHI H. A hybrid filter for the suppression of common-mode voltage and differential-mode harmonics in three-phase inverters with CPPM [J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2015, 62(7): 3991-4000.

[13] 孟培培,张军明,钱照明.Boost变流器共模传导干扰建模与预测[J].浙江大学学报：工学版,2012,46(10): 1851-1856. MENG Pei-pei, ZHANG Jun-ming, QIAN Zhao-ming. Modeling and predicting for common-mode noise in Boost converter [J]. Journal of Zhejiang University: Engineering Science, 2012, 46(10): 1851-1856.

EMC performance improvement of auxiliary power supplies in three-phase PWM converters

WANG Mian, QU Dong-chang, CHEN Guo-zhu

(CollegeofElectricalEngineering,ZhejiangUniversity,Hangzhou310027,China)

Auxiliary power supplies of the power electronic devices in three-phase pulse width modulation (PWM) converters were interfered by electro-magnetic interfere (EMI) noises. Electro-magnetic compatibility (EMC) performance improvement of the power supplies was analyzed. The high-frequency EMI source caused by high-frequency switching devices of the three phase converter was quantitatively analyzed and calculated. The high-frequency models of the converter and its auxiliary power supplies were given in detail. Three EMI conduction routes were illustrated based on the high-frequency modeling. Route Ⅰ and Ⅱ are between main circuit and the supplies. Route Ⅲ is between different supplies. The equivalent circuits and the corresponding transfer functions of the three conduction routes were obtained through the high-frequency model. Methods to suppress the interferences and improve the EMC performance of the auxiliary power supplies were proposed. The simulation and experimental results validate that interference between different supplies is the main EMI noise and can be greatly reduced through paralleled capacitors on the output of the power supplies.

three-phase PWM converter; electro-magnetic compatibility (EMC); common mode voltage; high-frequency conduction model; stability of auxiliary power supply

2015-03-17. 浙江大学学报(工学版)网址： www.journals.zju.edu.cn/eng

国家自然科学基金资助项目(51177147)；浙江省重点科技创新团队资助项目(2010R50021).

王冕(1990—)，男，博士生，从事新能源发电大功率变换的研究.ORCID: 0000-0002-0104-0886. E-mail: wzcj@zju.edu.cn 通信联系人：陈国柱，男，博导.ORCID: 0000-0002-4565-090X. E-mail： gzchen@zju.edu.cn

10.3785/j.issn.1008-973X.2016.04.009

TM 315

A

1008-973X(2016)04-0657-06