半桥双向DC/DC变换统一控制分析与实现

巫付专, 王　鹏, 段帅帅, 刘鑫洋

(中原工学院， 郑州 450007)



半桥双向DC/DC变换统一控制分析与实现

巫付专, 王鹏, 段帅帅, 刘鑫洋

(中原工学院， 郑州 450007)

以半桥DC/DC变换为核心电路，将Boost和Buck电路结合形成双向DC/DC 变换器，实现电池的充放电功能。用TMS320F28335型号的DSP控制芯片产生互补PWM波，控制半桥电路中的开关管，实现同步整流。同时，通过霍尔采集电路采集DC/DC电路两端的电压和电流并送入DSP芯片做PI调节，从而控制PWM波的占空比，实现恒压充放电。通过MATLAB/Simulink仿真并搭建硬件平台，验证了该系统的可行性。

双向DC/DC变换器；PI调节；统一控制；同步整流

近年来，随着环境污染和能源短缺问题的日益严峻，电动汽车、可再生能源发电、光伏分布式发电等系统逐渐受到人们青睐。对这些系统储能装置充放电的研究变得越来越重要。DC/DC变换器是将一种直流电转化为另一种直流电的装置。通常情况下，利用IGBT(或MOSFET)、二极管、电感、电容等器件可以组成能量单向流动的主电路，但此类电路不能实现升降压的自动切换。

本文利用半桥电路实现双向DC/DC变换，将Buck电路和Boost电路结合，减少了元件的数量，降低了系统成本，并实现了Buck功能与Boost功能的无缝转换。用TMS320F28335型号的DSP控制芯片产生互补PWM波，控制半桥电路中的开关管，实现同步整流，可提高系统的稳定性和可靠性。本文主要分析半桥电路实现双向DC/DC变换的原理及控制，并通过仿真和实验验证系统的正确性。

1　系统的工作原理及控制

1.1工作原理

图1为双向DC/DC变换器的主电路拓扑结构，主电路由直流稳压源、锂电池组、LC滤波器、负载、MOSFET管组成。锂电池与直流母线间通过半桥双向DC/DC变换器连接，根据控制要求可实现对锂电池的充放电。当电池放电时，半桥双向DC/DC变换器处于Boost工作模式，并向直流母线提供电能；当电池充电时，半桥双向DC/DC变换器处于Buck工作模式，并储存网侧多余的电能[1-2]。通常情况下，用VT1作开关管，VT2截止，VD2作续流二极管，即可实现Buck电路功能，满足对电池的充电要求；用VT2作开关管，VT1截止，可实现Boost电路功能，满足电池的放电要求。

图1　双向DC/DC变换器的主电路拓扑结构

当续流二极管起作用时，将VT2导通，即VD2短路，可消除VD2的损耗；同理，将VT1导通，即VD1短路，可消除VD1的损耗。此方法称为同步整流。具有两个开关管的半桥双向DC/DC变换器，其电路的两个开关互补导通，中间有一定的死区，防止共态导通。考虑到开关的结电容以及死区时间，将一个周期分为5个阶段，VT1和VT2可实现软开关[3-4]，从而提高变换器的效率。

直接半桥DC/DC变换电路工作原理为：当半桥DC/DC电路作为降压变换电路时(如图2所示)，Us为输入端，U0为输出端。若在VT1驱动端施加PWM信号，VT2端施加截止信号，则直接半桥变换电路可实现降压斩波(Buck)变换电路功能，即降压变换。变换电路输出电压方向为正向，电压的变比为：

(1)

其中，D1为PWM占空比。

图2　半桥DC/DC变换电路降压原理图

当直接半桥DC/DC电路作为升压变换电路(如图3所示)时，U0为输入端，Us为输出端。若在VT2驱动端施加PWM信号，VT1端施加截止信号，则直接半桥变换电路可实现升压斩波变换电路功能，即升压变换。向Us侧回馈电能,输出电压方向仍为正向，电压的变比为：

(2)

其中，D2为PWM占空比。

图3　直接半桥DC/DC变换电路升压原理图

当采用同步整流技术(即上下开关管采用互补脉冲驱动)时，有：

D1=1-D2

(3)

由式(1)-式(3)可得：

k1=k2

(4)

上下开关管采用互补PWM驱动时，只要合理地控制占空比，即可实现对升、降压的控制，从而实现能量的双向流动。

1.2控制策略

采用电压外环和电流内环控制实现电池充放电(DC/DC的双向变换)。电池充电可分为两种模式，即恒流充电和恒压充电，可根据电池充电过程中SOC状态适当选取恒流充电或恒压充电。根据直流电压的变化对恒压充放电进行统一控制，限幅环节和电流内环限制充放电，可保护电池。其控制如图4所示。

图4　双闭环控制图

2　系统仿真及分析

本文采用MATLAB/Simulink搭建仿真模型，如图5所示。在仿真模型中，输入的直流电压范围为DC 32～38 V，电池初始电压为19 V，电池容量为2 Ah，电容C为470 μF，电感L为2 mH，电源等效内阻为5 Ω，母线负载电阻为30 Ω。仿真模型中使用的开关波频率为12.8 kHz，电压外环PI调节的参数kp=5.5，ki=160；电流内环PI调节的参数kp=0.01，ki=8。本仿真要求母线电压稳定在30 V，给定电压与反馈电压之差，经过PI调节后，输出的信号与锯齿波比较，产生PWM信号来控制开关管的通断，进而调节母线电压以达到稳压的目的。本研究采用Boost模式，VT2为主管，VT1为从管。

图5　双向DC/DC变换MATLAB仿真图

当直流电源输入电压为32 V时，电池处于放电状态，电池放电电流和母线端电压波形见图6。

图6　电池放电电流和母线端电压波形

当直流端输入电压为38 V时，电池处于充电状态，电池充电电流及母线电压波形见图7。

图7　电池充电电流及母线电压波形

由图6和图7可以看出，随着直流输入电压的变化，母线端电压一直保持在30 V左右，误差小于2.3%，系统随直流母线电压的变化自动实现能量的双向流动。

3　系统软硬件的实现

3.1系统组成

系统组成如图8所示。本系统利用TMS320F28335型号的DSP控制芯片产生互补PWM波。同时，通过霍尔采集电路采集DC/DC两端的电压和电流，送入DSP芯片进行PI调节，控制输出PWM波的占空比，实现恒压充放电。

图8　系统组成图

3.2硬件电路的设计

3.2.1霍尔传感器介绍及参数选取

电压、电流电路检测的精度直接影响系统性能。本系统采用电压霍尔CHV-25P检测电压，电流霍尔LV-50P检测电流。其参数见表1。

表1　霍尔传感器参数表

霍尔电压传感器的电气连接如图9所示。考虑到霍尔电压传感器原副边输入输出电流的承受能力及安全裕量，通常取原边输入和副边输出电流之比为8 mA∶20 mA，采样电压应不大于3 V，RM(副边输出电阻)的选取为：

(5)

将原边与强电部分相连接，输入电压为30 V，考虑到安全裕量，原边输入电流应不大于8 mA，原边电阻的选取为：

(6)

霍尔电流传感器电气连接如图10所示。当电压较高时，应采用功率电阻，电流霍尔LA-50P可用于测量直流和交流以及脉冲电流，其原边被测电流与副边输出电流之间用电气隔离。考虑到原边电流较大，原边导线应缠绕多圈。

图9　霍尔电压传感器电路图

图10　霍尔电流传感器的电路图

霍尔电流传感器输出的采样电压Uo经过调理电路后与A/D采集模块相连接。若选用TI公司的DSP芯片为控制器件且使用其内部的A/D转换模块，由于DSP内部的A/D转换模块输入电压范围为0～3 V，采样电压应不大于3 V。考虑到充放电流的极性相反，需要偏置电路，在采用公式(5)计算RM时电压取值为1.5 V。

3.2.2调理电路

考虑滤除高频信号的干扰和充放电电流的极性，本系统采用的调理电路由偏置电路和滤波电路两部分组成[5](电压采集不需要偏置电路)，见图11。

图11　调理电路

图11中，网络Ⅰ为偏置电路，即常见的同相加法电路。将霍尔M端输出的电流信号通过电阻RM转换为电压接入偏置电路的U2输入端，其电压峰值为1.5 V。因此，偏置电路的U1电压值为1.5 V，且R11=R12。偏置电路输出的电压刚好满足DSP的A/D转换芯片电压输入范围为0～3 V的要求，集成运算放大器选用的同相比例放大系数为1。集成运算放大器两个输入端外接电阻的阻值通常选取范围为1～100 kΩ，所以，取R11=R12=R13=R14=51 kΩ，即可满足要求。网络Ⅱ为二阶巴特沃思低通滤波电路，电容C的容量宜在微法数量级以下，电阻一般应在几百kΩ以内。这里取标准电容C1=C2=0.1 μF，滤波器的截止频率fc取100 Hz，根据R=1/2πfcC，可得R≈15.9 kΩ。这里可取标准电阻R21=8.2 kΩ，R22=15 kΩ，输出限流电阻R23可取51 Ω。

3.3软件编程

软件流程如图12所示。该软件总体结构由主程序、ePWM中断服务子程序组成。其中：主程序完成系统及外设的初始化功能，ePWM中断服务子程序主要完成电压、电流PI调节与占空比计算等。双向DC/DC变换器检测处理的信号均为直流。当采集直流信号时，为减少误差，采用数字中值滤波法。AD子程序主要完成电流电压的采集及预定标的功能。

(a)主程序　　　(b)ePWMZ中断服务子程序图12　软件流程图

4　实验样机及结果分析

根据仿真模型设计了实验样机，它主要由直流电压源、电池、DSP控制器、光隔驱动电路、检测调理电路、双向DC/DC变换电路、辅助电源等组成。样机的直流输入电压范围为DC 32～38 V，电池电压为19 V，电感L为2 mH，电容C为470 μF，电源内电阻为5 Ω，负载电阻为30 Ω。控制芯片为TMS320F28335DSP，检测母线电压的器件为电压霍尔CHV-25P，检测电池端电流的器件为电流霍尔LA-25P。调理电路将检测到的信号转换为0～3 V的电压信号，送入DSP。DSP控制器将产生PWM波信号，并通过光隔驱动电路来控制MOSFET的通断，实现对母线端电压的控制。实验结果如图13和图14所示，电压10 V/格，电流1 A/格，电压的波动小于0.5 V。

图13　放电模式下母线电压与放电电流

图14　充电模式下母线电压与充电电流

由实验结果可知，当输入的直流电压不断变化时，系统通过充放电双向变换，将母线的电压很好地稳定在30 V。由于采用TMS320F28335DSP控制芯片同步整流技术，开关频率高，减小了装置的体积，提高了效率。

5　结　语

本文设计的DC/DC双向变换器，将Buck和Boost电路融为一体，能够实现能量的双向流动。 采用TMS320F28335DSP控制，实时性好；采用霍尔传感器检测电压电流，更加高效、精准。

[1]陈坚．电力电子学[M]．北京：高等教育出版社，2004.

[2]秦文萍，柳雪松，韩肖清，等.直流微电网储能系统自动充放电改进控制策略[J].电网技术，2014(7):1827-1833.

[3]陈世杰，顾亦磊，吕征宇.BUCK电路的一种软开发实现方法[J].电力电子技术，2004(2):33-35.

[4]顾亦磊,陈世杰，吕征宇.BOOST电路的一种软开发实现方法[J].电源技术应用，2004(5):290-293.

[5]巫付专，沈虹. 电能变换与控制[M].北京：电子工业出版社，2014.

(责任编辑：姜海芹)

A Half-bridge Bi-directional DC/DC Conversion Unified Control Analysis and Implementation

WU Fu-zhuan, WANG Peng, DUAN Shuai-shuai, LIU Xin-yang

(Zhongyuan University of Technology, Zhengzhou 450007, China)

With a half-bridge DC/DC conversion as the core circuit, combining boost and buck circuit to form the bidirectional DC/DC converter, battery charging and discharging function are implemented.Complementary PWM wave is used to control switch transistor in half-bridge circuit with TMS320F28335.Meanwhile,a data acquisition circuit for voltage and current based on Hall senor is designed.The data is sent into DSP to realize the PWM duty-cycle producing by PI controller. Constant-voltage charging and discharging can be achieved by this way.The possible design is tested by the MATLAB/Simulink and hardware.

bidirectional DC/DC converter； PI regulator； unified control； synchronous rectifying

2016-06-01

巫付专(1965-)，男，河南安阳人，教授，主要研究方向为电力电子与电力传动。

1671-6906(2016)04-0028-05

TM464.21

A

10.3969/j.issn.1671-6906.2016.04.006