应用于电磁超声的DE类功率放大器驱动电路设计

王新华，滕利臣，王奇之，涂承媛

（北京工业大学机械工程与应用电子技术学院，北京 100124）

应用于电磁超声的DE类功率放大器驱动电路设计

王新华，滕利臣，王奇之，涂承媛

（北京工业大学机械工程与应用电子技术学院，北京 100124）

为了进一步增强电磁超声激励源的激发效能，提高电磁超声换能器的工作效率，基于射频技术提出了一种DE类射频功率放大器，通过采用隔离电源方法，有效地解决了高边金属-氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）的“浮地”问题，实现了高频隔离.通过分析MOSFET开关工作状态及控制特性，确立了MOSFET开关的基本工作过程，从而建立了一种MOSFET驱动电路设计方法.通过对关键元件的选型设计与算法研究，构建了DE类功率放大器的驱动电路.实验结果表明:设计的MOSFET驱动电路的输出信号电压幅值为13.4 V，占空比50%，频率为1 MHz，输出信号稳定，实现了对MOSFET的可靠驱动，能够满足实际应用.

DE类功率放大器；金属-氧化物半导体场效应晶体管；电源模块

电磁超声作为一种新型的无损检测技术，因其具有非接触、无需耦合剂、易实现在线检测，且不受检测条件限制、检测速度快、能产生各类波形，易于实现定量化、智能化等显著优点，已广泛应用于钢板、钢管、火车轮轨的缺陷与应力检测以及高温测厚等工程无损检测领域［1-3］.如何克服电磁超声换能器换能效率低的问题一直是国内外研究的重点，就目前的研究来看，有效的解决途径有2种:一是检测探头的优化设计，特别是高灵敏度探头阵列的研究；二是大功率高频激励源研究.随着国内外对电磁超声工作机理研究的深入，特别是各种电磁仿真软件的出现，使得电磁超声检测探头的优化设计取得了很大进步，但都不能从根本上解决问题.因此，采用大功率高频激励源将是一个很好的解决途径，通过合理设计激励源的输出参数，提高激励源的输出功率，大幅提高激发效率，将能从根本上解决电磁超声换能器效率低的问题.

在大功率高频激励电源设计中，驱动电路能否可靠稳定工作，是实现激励源高频输出的关键.目前，国外已经研制出可用于驱动电磁超声换能器的大功率高频激励电源，如美国T&C Power Conversion公司生产的AG 1024型高频电源，可工作在0.2～1 MHz频率范围［4］，对阻抗为50 Ω的负载最大输出脉冲功率2 kW，其技术资料尚处于保密状态.国内在对电磁超声激励源研究方面起步较晚，王淑娟等［5］研制出用于轨道踏面的电磁超声检测设备，电磁超声激励源的信号通过波形发生器XR-2206和80C51单片机控制产生正弦脉冲串激励信号，功率驱动电路由集成功率放大器PA45和推挽电路组成，激励源输出频率为30～1 000 kHz，输出电流约10 A左右，但只是简单地介绍了驱动电路的组成结构［5］；高松巍等［6］提出了基于直接数字式频率合成器（direct digital synthesizer，DDS）技术的电磁超声激励源的设计方案，通过单片机控制 DDS芯片AD9850产生频率为1～2 000 kHz的可调方波信号，用单片机控制可编程逻辑器件（complex programmable logic device，CPLD）MAX7064完成脉冲串的个数和相位的设定，并在功率放大电路之前加入一级驱动信号放大电路，用于直接驱动功率管的导通与关断，最终产生峰峰值接近100 V的电压［6］；黄松岭等［7］研制出了一种电磁超声检测用脉冲电源，选用现场可编程门阵列（field-programmable gate array，FPGA）作为主控芯片，采用金属-氧化物半导体场效应晶体管（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET）组成的全桥逆变线路实现功率放大，最终的最大输出电压峰值为350 V，频率范围为20～300 kHz［7］，通过自举电容的方式实现激励源的驱动.

通过上述国内外现状可以看出，对于电磁超声用电源的设计处于核心保密状态，而且国外也没有单独文献对电磁超声用驱动电路的工作性能做详细的介绍.基于这一点，通过设计一种能够匹配于DE类功率放大器的专用驱动电路，具有更高的价值.本驱动电路可以进一步增强激励源的激发效能，具备较高的抗干扰能力，实现激励源更高频率的开发潜能.根据DE类功率变换器为激励源的主电路拓扑结构，通过分析MOSFET内部开关工作状态，提出了适用于本驱动电路的各参数，其稳定工作频率0～1 MHz，可以承受最高为5.2 kV的隔离电压，能用于高、低边 MOSFET的驱动.而且，驱动高边MOSFET的独特方式，为进一步开发更高频率、更高性能的激励源奠定了基础.

1　驱动激励源的机制分析

设计一种与激励源相匹配的驱动电路，了解被驱动对象整体架构是必不可少的工作.高频激励源采用DE类射频功率放大器技术，它是一种利用E类变换器工作在零电压开关（zero voltage switch，ZVS）或零电流开关（zero current switch，ZCS）状态的保留D类变换器的双管图腾柱结构而形成的一种技术，虽然克服了D类变换器工作在“硬开关”模式时损耗大、开关利用率低的问题，但是使DE类变换器的工作过程变得复杂.DE类功率放大器的开关原理如图1所示.

当电路的品质因数趋向于无穷大、各器件都处于理想状态时，使流过开关S1的电流还未到达半个周期时，关闭开关S1.这时，鉴于电路参数的迟滞性（死区时间），在中间电压还没转换完成的这段时间内电容C1开始放电，这时电压Vmax（t）开始给开关S2提供电压，开关S1的输出电容开始放电，开关S2的输出电容则开始充电.理论上讲，开关S1和S2的各参数完全相同，因此，开关S1输出电容的充电时间和开关S2输出电容的放电时间相同.开关S1输出电容的充电时间即开关S2输出电容的放电时间称为DE类功率放大器的死区时间.死区时间的存在，导致了D类功率放大器在高频条件下效率变低.而DE类功率放大器正是利用了这一点，将在死区时间内积累的电荷，变成流经负载电流的延续，使得其可以工作在“软开关”模式，从而获得较高的效率.

2　MOSFET内部工作原理

由于MOSFET管的导通和断开都存在着一定的延迟，因此，了解其内部结构原理对于选择合适的MOSFET管从而设计相应的驱动电路是很重要的.

MOSFET内部结构如图2所示.位于MOSFET的栅极和源极之间的电容称作栅源电容，用Cgs表示；位于漏极和源极之间的电容称为漏源电容，用Cds表示；栅极和漏极之间的电容成为栅漏电容，用Cgd表示.Cgs需要达到门限电压才能使得漏源极之间产生电压，Rgi是MOSFET固有的内部栅极电阻.

Vdd为MOSFET的漏极DC电压.MOSFET的驱动由Vd供电，其幅值为 Vp，并且它与 Vdd共地. MOSFET驱动电路的输出端与MOSFET栅极之间串联一个电阻Rgo.当一个正脉冲加到驱动电路的输入端时，驱动电路的输出端会得到一个幅值为Vp的脉冲放大信号，它通过Rgo加到MOSFET的栅极.显然MOSFET栅源电压Vgs的上升速率是由串联电阻（Rgo+Rgi+Rd）的阻值（驱动放大器内阻）和总电容的有效值（Cgs+Cgd）共同决定的，其中Rd为驱动电路内阻.Rgo通常与 MOSFET栅极串联来控制MOSFET的开通和关断速度.MOSFET导通过程如图3所示，图中波形分别表示驱动电压幅值Vp、栅源电压Vgs、驱动电流Ig、漏源电压Vds、导通电流Id相对于时间的变化曲线，其代表了MOSFET整个导通过程.

从0～t1时刻，（Cgs+C′gd）按照指数规律进行充电，时间常数T1=（Rgo+Rgi+Rd）（Cgs+C′gd），直到栅源电压Vgs达到V′gs（V′gs表示MOSFET正常工作的门槛电压）.在这个时间段内，漏极电压和漏极电流都不受影响，即漏极电压保持在Vdd，漏极电流为零，这段时间称为开通延迟时间.注意在0～t1期间，当Vgs上升时，Igs会像Vgs的镜像图呈指数规律下降，从电路分析来看这是一个RC电路.在t1时刻之后，当栅源电压Vgs高于V′gs，MOSFET进入如图3所示线性区域.从t1时刻，漏极电流开始上升，但是漏源电压Vds仍然保持在Vdd.然而，在t1之后，Id迅速上升.t1～t2时刻，Cgd从C′gd增加到C″gd，如图4所示.

在t1～t2时刻，漏极电流对应于栅源电压Vgs线性增加.在t2时刻，栅源电压Vgs进入Miller平坦区.漏极电压开始迅速下降，同时MOSFET承受满载电流.在t2～t4时刻，Vgs和Igs被钳位到同一固定值，称为米勒平台效应［8］.在这期间大部分的驱动电流被转移到Cgd电容进行放电，以提高漏源电压的下降速度，这时只有与Vdd串联的外部阻抗将限制漏极电流.

在t4时刻之后，Vgs开始重新按照指数规律上升，时间常数T2=（Rgo+Rgi+Rd）（Cgs+C″gd）.在这段时间间隔内MOSFET完全导通，Vgs的最终值决定了有效电阻Ron.当Vgs稳定之后，Vds也由Vds=Ids× Ron决定其最终值.上述过程为 MOSFET的开通过程，关断过程和开通过程完全相同，只是过程相反.由此可以看出，MOSFET的开通和关断时间实际上是对其内部电容的充放电时间.因此，合理控制MOSFET的开通和关断，即控制MOSFET内部电容的充放电时间，是选择MOSFET的理论依据，也是驱动电路设计的关键［9］.

3　MOSFET驱动电路搭建

通过对MOSFET内部机理的分析和研究可以看出，使MOSFET正常的导通和关断是很重要的.通常，一个MOSFET开关管能否正常开通和关断，其开通和关断时间应当低于其开关周期的5%.因此，当工作频率为1 MHz时，其开通和断开的时间分别需要在50 ns，亦即其内部的电容需要在50 ns内进行快速充电或放电，以完成MOSFET的导通和关断.

由于米勒效应，栅漏电容会不断变化，因此，数据手册里面提供的输入电容值并不准确.从图5所示的MOSFET栅源电压和栅极总的电荷之间关系曲线可明显看出其中的“米勒效应”.12 V所对应的电荷量为160 nC，这些电荷需要至少在50 ns内达到栅极，所以，驱动电路提供的电流至少需要达到160 nC/50 nC=3.2 A.

UCC27531是TI（texas instruments）公司出品的一款单通道高速集成驱动芯片，它兼容晶体管-晶体管逻辑电平（transistor-transistor logic，TTL）和互补金属氧化物半导体（complementary metal oxide semiconductor，CMOS）逻辑输入，在芯片中采用了高度集成的电平转换技术，可以适用于高、低边MOSFET的驱动，工作频率可达1 MHz，具有较宽的供电电压范围和较短的输出延时，可提供最大5 A的灌电流，特别适合驱动该频段桥式电路的2个MOEFET.对于高边MOSFET的驱动比较常用的方法是自举电容法，由于MOSFET供电电压为直流300 V，当高边MOSFET工作时，其源极的瞬时电压在迅速变化，瞬时电压足以将自举二极管反向击穿.因此，对于工作频率较高时，采用自举电容会产生很多弊端.为此，在驱动电路设计中采用了RECON公司的隔离电源模块来实现与地之间的隔离，其隔离的基本原理如图6所示.通过这种隔离方式可较好地解决高边MOSFET管的驱动问题.

隔离电源模块主要由隔离电源模块RP-2409D、RP-2405S以及其他辅助电路组成，如图7所示.

隔离电源模块RP-2409D是一款双路输出、隔离电压能达5.2 kV、输出压差能达到17.5 V的IC模块，具有优良的稳定性，比较适用于半桥双MOSFET高边电路的隔离.RP-2405S与 RP-2409D原理类似，也能隔离5.2 kV电压，单路输出电压4.5 V.现在将二者串联可以获得最高22 V的电压.将接源极端接入中间电压端，以实现“浮地”驱动方式，从而避免因中间电压变化而对驱动电压造成的干扰.

LT1016为linear Technology公司生产的一款高速精密比较驱动器.图8给出了信号驱动电路原理图，通过LT1016可以将输入信号转换成TTL电平给UCC27531，产生驱动波形到接栅极端，接源极端和接栅极端之间的电压差为 13 V，足以驱动MOSFET，且接源极端直接连接高边MOSFET，由隔离电源模块进行隔离，其驱动波形不会因为中间电压的变化而受到影响.另外，HFBR2526是一款光纤连接器，通过利用光纤进行驱动信号传输可以通过增加光纤传输长度实现足够大的电气隔离，为频率的进一步提高提供了比较好的外部条件.

对于低边的MOSFET来说，设计的驱动电路同样适用，只需去掉其中的隔离电源模块.由于低边MOSFET源极直接与地相连，对于其驱动无需再考虑“源极电压变化”的问题，只需用一定阻值的电阻代替原来的隔离电源模块即可，原理比较简单，其电路原理图见图9.

通过对以上各器件的分析，结合MOSFET的拓扑结构可以得出，本驱动电路在理论上是可行的.而且，简单的结构可以有效减少PCB板的面积，进而减小激励源的体积.

4　试验验证

驱动电路采用TMS320F2812型数字信号处理器（digital signal processor，DSP）作为信号发生端，由自带的PWM产生脉冲信号.由于DSP有2个事件管理器EVA（event manager A）、EVB（event manager B），这2个模块除了命名不同外，功能完全相同.对事件管理器寄存器进行相应的设置，可实现PWM信号的产生，通过DSP软件开发工具CCSV3.3进行实现，其主要代码为:

采用Tek公司的TDS2000B型示波器对驱动电路的输出信号进行测试，测试结果如图10所示.可以看出，在工作频率1 MHz情况下，PWM输出波形良好，占空比为50%，最大幅值可达到3.4 V，满足信号输入要求.

将输入信号提供给MOSFET电路时，会引入噪声，如图11中的下波形所示.为此，采用旁路电容进行消噪，图11中的上波形为最终输出波形，其输出稍有延迟，但振铃明显消除.

由图12、13可以看出，输出波形的上升沿时间、下降沿时间分别为 23.1、13.60 ns，足以满足MOSFET开关管的频率要求，使得MOSFET正常关断.

图14给出了驱动电路的最终信号输出波形图.可以看出，输出信号满足设计要求，幅值为13.4 V，占空比50%，频率为1 MHz，且信号输出比较稳定，电路元件无过热现象.

5　结论

1）探讨了 MOSFET的开关过程，通过对MOSFET管开关过程的分析，提出了一种MOSFET驱动电路设计方法，该方法在理论上使MOSFET获得更高的频率，有利于该电路的进一步优化.

2）采用隔离电源方法解决了高边MOSFET的“浮地问题”，与采用自举电路的方式相比更稳定，不会受到占空比的影响.

3）设计了一种能够用于DE类功率放大器的驱动电路，经理论分析和实验验证，达到了设计要求，能够满足实际应用.

［1］王淑娟，康磊，赵再新.电磁超声换能器的研究进展综述［J］.仪表技术与传感器，2006（5）:47-50. WANG S J，KANG L，ZHAO Z X，et al.Overview of research advances in electromagnetic acoustic transducer ［J］.Instrument Technique and Sensor，2006（5）:47-50. （in Chinese）

［2］MASSAHIKO H，HIROTSUGU O.EMATs for science and industry non-contacting ultrasonic measurements［M］. Boston:Kluwer Academic Publishers，2003:1-8.

［3］ARON J，JIA J，VANCE B，et al.Development of an EMATin-lineinspectionsystemfordetection，discrimination，and grading of stress corrosion cracking in pipelines［R］.Houston，TX:TuboscopePipeline Services，2005:11-12.

［4］T&C PowerConversion.AG1024LFAmplifier& Generator［EB/OL］.［2015-11-16］.http:∥www.adelektronil.com/Ag1024.pdf.

［5］王淑娟，赵再新，翟国富.基于电磁超声的火车车轮裂纹检测系统［J］.仪表技术与传感器，2005（11）:27-29. WANG S J，ZHAO Z X，ZHAI G F.Detection system about train-wheels'cracks based on electronic ultrasonic technology［J］.Instrument Technique and Sensor，2005 （11）:27-29.（in Chinese）

［6］高松巍，李冰，邢燕好.一种基于DDS技术的电磁超声激励电源［J］.现代电子术，2009，300（13）:5-7. GAO S W，LI B，XING Y H.Excitingsource for electric magnetic acoustic transducer based on DDS technology ［J］.Modern Electronic Technology，2009，300（13）:5-7.（in Chinese）

［7］李鹏，黄松岭，王坤，等.一种电磁超声检测用脉冲激励电源的研制［J］.电测与仪表，2012，554（49）:76-83. LI P，HUANG S L，WANG K，et al.Development of a pulse exiting source for electromagnetic ultrasonic detection ［J］.Electronical Measurement&Instrumentation，2012，554（49）:76-83.（in Chinese）

［8］PATHAKAD.MOSFET/IGBTdriverstheoryand applications［Z］.Santa Clara，CA:IXYS Corporation.

［9］严寒松，周伟松，王培清，等.高频感应加热电源功率器件MOSFET驱动电路［J］.电力电子技术，2007，41 （4）:91-92. YAN H S，ZHOU W S，WANG P Q，et al.Design of power MOSFET driver circuit for high frequency induction heating supply［J］.Power Electronics，2007，41（4）:91-92.（in Chinese）

（责任编辑 郑筱梅）

Design of a DE Power Amplifier Drive Circuit for Electromagnetic Ultrasonic Source

WANG Xinhua，TENG Lichen，WANG Qizhi，TU Chengyuan
（College of Mechanical Engineering and Applied Electronics Technology，Beijing University of Technology，Beijing 100124，China）

In order to further enhance excitation efficiency of the electromagnetic ultrasonic excitation source，and to improve the work efficiency of the electromagnetic ultrasonic transducer，a Class-DE power amplifier based on the radio frequency（RF）technology was presented by using isolated power supply method.The high side metal-oxide-semiconductor field effect transistor（MOSFET）“floating”problem was effectively solved.By analyzing the MOSFET switch working state and control characteristic，the basic process of MOSFET switch was established，thus a MOSFET driver circuit design method was built. Through selection of key components design and algorithm research，the DE class driver circuit of power amplifier was conducted.Experiments show that the output signal voltage amplitude of the MOSFET drive circuit is 13.4 V，the duty ratio is 50%，the working frequency is 1 MHz，the output signal is stable，the MOSFET reliable drive is obtained，and practical application is satisfied.

Class-DE amplifier；metal-oxide-semiconductor field effect transistor（MOSFET）；power module

U 461；TP 308

A

0254-0037（2016）02-0203-07

10.11936/bjutxb2015050115

2015-05-31

北京市科学技术委员会首都科技条件平台资助项目（Z141100003414001）

王新华（1969—），男，教授，主要从事油气管道检测与评价、流体传动与控制、机电伺服驱动技术方面的研究，E-mail:wxhemma2005@163.com