一种新型高增益升压变换电路

石林林，祝龙记

(安徽理工大学 电气与信息工程学院，安徽 淮南 232001)



一种新型高增益升压变换电路

石林林，祝龙记

(安徽理工大学 电气与信息工程学院，安徽 淮南 232001)

为了将低压直流电源转换为所需的高压电源，提出了一种带耦合电感的新型高增益升压变换电路。将传统电感替换为耦合电感，且在开关管两边并联了由二极管和电容组成的升压模块，减小了开关管的电压应力和电流应力，提高了电压增益。在MATLAB中搭建了该新型升压变换电路的仿真模型。仿真结果表明：该新型升压变换电路具有更高的电压增益，且开关管的电压电流应力较小。

耦合电感；高增益；升压变换电路；电压应力；电流应力

0　引言

光伏发电和燃料电池等系统中均存在输出电压较低且电压跌落明显的特点[1]，因此，通常在电压源逆变器前加入直流/直流(directcurrent/directcurrent，DC/DC)升压电路，将直流电压升高到所需要的值[2-4]。传统的DC/DC升压电路拓扑受寄生参数的影响，在调节电压增益方面有所限制，不适用于极限占空比和高电压增益的场合。相对而言，耦合电感升压电路在输入电压相同的情况下，具有更高的电压增益，且所用的占空比更小，但是，由于漏感的存在，开关管的电压电流应力较大，损耗也较大[4]。因此，需要对耦合电感升压电路进行适当改进。文献[5]在耦合电感的两端接入电阻电容二极管(resistor-capacitor-diode，RCD)吸收电路漏感能量，但该方法大大降低了变换器的效率。文献[6-8]采用有源箝位电路吸收漏感能量，但增加了开关管的使用数量，使控制难度增加。文献[9]提出了一种耦合电感双管结构升压变换器，由于耦合电感绕组具有电压源性质，可进一步提升电路中的电压增益，但该电路使用2组耦合电感、2个开关管、5个二极管以及输出部分，所用器件较多，电路结构比较复杂，不容易控制。

本文提出了一种电路结构简单、高增益、低电压应力和低电流应力的新型高增益升压变换电路，研究了该变换电路的拓扑结构和工作原理，最后用仿真波形验证了其拓扑结构的有效性。

1　新型升压变换电路

1.1电路结构及工作原理

图1为新型升压变换电路及等效电路。图1中：Uin为输入电压源；L1和L2分别为耦合电感的原边和副边；Ls为漏感；Lm为励磁电感；S为开关管；D1为箝位二极管；C1为箝位电容；D0为输出二极管；C0为输出电容；R0为负载电阻。基于耦合电感的新型升压变换电路如图1a所示。该电路在传统耦合电感电路的基础上，在开关管S和耦合电感副边L2之间添加了箝位电容C1和箝位二极管D1。箝位电容C1有两种用途：吸收漏感能量，有效抑制开关管的电压尖峰；充当电压源，放电给负载，进一步提升该电路的电压增益。

由于耦合电感可等效为：原副边匝数比为n1/n2的理想变压器,与励磁电感Lm并联，然后再与漏感Ls串联，其中，Ls包括原边漏感及副边折算到原边的漏感[10]。因此，该新型耦合电感升压电路的等效电路如图1b所示。该拓扑结构通过开关管S的导通给励磁电感Lm储能，开关管S断开时，电容C1吸收漏感Ls能量；开关管S彻底关断后，箝位电容C1相当于一个电压源，与励磁电感一起将能量传递给负载R0。

图1　新型升压变换电路及等效电路

1.2工作过程

为了简化分析，假设：(Ⅰ)忽略开关管开通和关断时的死区时间；(Ⅱ)耦合电感副边L2工作在电流连续状态；(Ⅲ)忽略开关管和二极管的导通电压。假设耦合系数为1；原、副边匝数比为N；占空比为D；输入电压为Uin；输出电压为U0；Ls<

变换电路的主要工作波形如图2所示：t0时，开关管S开始导通，励磁电感Lm开始储能，一直持续到t1；t1时，开关管S开始关断，结电容开始充电，直到t2；t2时，箝位电容C1与励磁电感Lm和漏感Ls一起将能量传递给负载，直到t3，整个过程结束。图2中：Ug为开关管S的门极触发电压，V；Us为开关管S的端电压，V；is为流过开关管S的电流，A； UC1和UC0分别为箝位电容C1和输出电容C0的电压，V；iLm为励磁电感Lm的电流，A。

图2　变换电路的主要工作波形

图2中，过程1([t0～t1])的等效电路如图3所示(图3中：虚线箭头导向为电流的流向；加粗的线路回路为此过程的主要工作电路，图4和图5中亦如此，后面不再重述)。开关管S导通，二极管D1截止，电源Uin和漏感Ls、励磁电感Lm以及开关管S构成一个回路，励磁电感Lm处于储能状态。因此，在t≤t1时，有如下等式：

(1)

(2)

(3)

其中：M为互感因数；I(t0)为iLm和iLs在t0时刻的值(t0时刻，iLm和iLs的值相等)。

图2中，过程2([t1～t2])的等效电路如图4所示。t=t1时，开关管S开始关断，励磁电流和漏感电流对开关管的结电容进行充电；当结电容上的电压达到箝位电容电压时，箝位二极管D1导通，励磁电感和漏感串联，与箝位电容C1谐振，开关管电压被箝位于箝位电容电压UC1。

在该过程，可得出下列等式：

；　(4)

图5　过程3的等效电路

图2中，过程3([t2～t3])的等效电路如图5所示。开关管S彻底关断后，箝位电容C1此时相当于一个电压源，与励磁电感和漏感一起将能量传递给负载。该过程中有以下等式：

(7)

(8)

2　性能分析

由于漏感Ls比励磁电感Lm小得多，因此：

(9)

由励磁电感的伏秒平衡特性，可分析该电路的电压增益。

在一个稳态周期内，开关管S导通时，

ULm=Uin，

(10)

开关管S关断后，

(11)

根据励磁电感的伏秒平衡特性可得：

(N+1)tONUin+N(Ts-tON)(Uin-U0)=0，

(12)

其中：tON为开关管的导通时间；Ts为开关管的开关周期；N为原、副边匝数比。

因此，可得出电压增益G为：

(13)

又因为0

(14)

结合式(13)和式(14)可知：该电路的电压增益G大于1。而且，由式(13)可知：该电路的电压增益与占空比D和匝数比N有关。若适当地调整占空比和匝数比，则可将电压增益增大到一定数值。

根据漏感和励磁电感的伏秒平衡特性，可得出开关管S两端的电压应力Us为：

(15)

对比式(13)和式(15)可看出：开关管承受的应力小于输出电压，且适当地调整占空比和匝数比，可以相应减少开关管的电压应力。但要综合考虑电压增益，因此，两个参数要折中考虑。

由以上分析可知：稳态下，箝位电容C1的端电压为开关管关断后所承受的电压应力，输出电容C0的端电压为输出电压。

3　仿真实验及分析

为了验证该新型升压变换电路的电压增益、各器件的电压应力和电流应力等指标，在MATLAB仿真平台中建立了新型升压变换电路以及传统耦合电感升压变换电路的仿真模型，进行了仿真测试。测试的参数为：输入电压Uin=10V;耦合电感的原边L1=20mH，副边L2=2mH;电容C1=47μF;输出滤波电容C0=100μF;开关频率f=50kHz;占空比D=0.5。

图6为新型耦合电感升压变换电路和传统耦合电感升压变换电路的输出电压波形对比。从图6可以看出：新型耦合电感升压变换电路的输出电压U0最终稳定在 27.5V；而传统耦合电感升压变换电路的输出电压U0最终稳定在12.6V。可见，在相同的输入电压下，新型耦合电感升压变换电路具有更高的电压增益。

图6　升压变换电路输出电压波形对比

图7a和7b分别为新型耦合电感升压变换电路和传统耦合电感升压变换电路开关管的电流波形。从图7可以看出:在新型耦合电感升压变换电路中，流过开关管的电流幅值最终稳定在0.55A；而在传统耦合电感升压变换电路中，流过开关管的电流幅值最终稳定在5A左右。

图8a和8b分别为新型耦合电感升压变换电路和传统耦合电感升压变换电路开关管的电压波形。从图8可以看出:在新型耦合电感升压变换电路中，开关管两端的电压为15V；而在传统耦合电感升压变换电路中，开关管两端的电压为50V。可见，在相同的参数下，新型耦合电感升压变换电路的开关管具有更小的电压应力和电流应力。

图7　升压变换电路开关管电流波形对比

图8　升压变换电路开关管电压波形对比

通过将新型耦合电感升压变换电路和传统耦合电感升压变换电路在电压增益、电压应力和电流应力方面进行比较，可以看出在相同大小的输入电压下，基于耦合电感的新型升压变换电路具有更大的电压增益，且其各器件的电压应力和电流应力也相对较小。

4　结论

本文提出了一种基于耦合电感的新型升压变换电路，并在MATLAB环境下建立了仿真模型进行了仿真。该新型升压变换电路相对于传统的耦合电感升压变换电路而言，具有较好的升压效果，且开关管上的电压应力和电流应力也较小。因此，具有较好的实用性和可行性。

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安徽省自然科学基金项目(1508085ME88)

石林林(1990-),女,安徽宿州人,硕士生;祝龙记(1964-),男,安徽淮南人，教授,博士,硕士生导师,主要研究方向为电力电子技术与应用.

2016-04-25

1672-6871(2016)06-0051-04

10.15926/j.cnki.issn1672-6871.2016.06.011

TM46

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