超声波电源功率控制的研究

2016-09-16塔里木大学机械电气化工程学院裴玖玲孙少杰

电子世界 2016年12期

塔里木大学机械电气化工程学院　裴玖玲　孙少杰

超声波电源功率控制的研究

塔里木大学机械电气化工程学院裴玖玲孙少杰

超声波清洗技术因成本低，自动化高、效果好等优点，在越来越多领域被广泛应用。超声波电源是超声波清洗机的核心部分，传统的调功方法存在功率因数低、谐波污染严重，开关损耗大、稳定性差等缺点，本文结合和软开关技术，提出一种新的PS-PWM调功方法，实现了功率的连续调节，具有谐波污染小，输出功率因数高、开关损耗小等优点。

超声波电源；移相调功；DSP；PS-PWM

引言

超声清洗主要是利用超声波在液体中会产生空化作用，气泡的产生于破裂产生强大的机械冲击力，用于清除物体表面的杂质，污垢和油腻［1］。超声波电源是超声波清洗机的核心，电源传统的功率调节方法存在功率因数低、谐波污染严重、开关损耗大、稳定性差的缺点，文中结合超声波电源的DSP控制技术和软开关技术及时，提出一种新的PS-PWM调功方法。

1 超声波电源的组成

超声波电源系统一般由整流、高频逆变、匹配网络、换能器、反馈、控制组成。220V市电经整流和滤波，变为较为平直的直流电Ud，该直流电经过带有IGBT功率开关器件的逆变器装置，转变为超声频的交流电，在经过匹配网络的阻抗匹配和调谐作用，用于与换能器，使其工作在协整状态。与此同时，反馈网络及时采集换能器两端的电压和流过的电流，经控制电路处理，输出信号送到驱动电路，输出一定的驱动信号，控制功率开关管IGBT的开通与关断，实现对输出功率的控制，经过匹配网络，使得逆变器的输出功率最大限度地送给换能器，这样就完成了整个超声波电源的工作。所设计的超声波主电路如图1所示，220V交流电经整流、滤波后得直流电压，VT1-VT4为功率管IGBT，D1-D4为VT1-VT4内部反并联快速恢复续流二极管，C1-C4为并联的缓冲电容，T为高频脉冲变压器，PZT为压电换能器，L0为匹配电感。该逆变器中，主要利用变压器的漏感、外部并联电容C1-C4和反并联二极管D1-D4来实现零电压软开关移相控制的。

图1　超声波电源主电路

2　PS-PWM调功原理

PS-PWM，是通过在逆变侧改变同时导通的脉冲的相位差来实现输出电压的控制，进而调节功率，其调功电路如图1所示。VT1和VT4不同时导通，VT1先导通，VT4后导通，两者导通角差φ电角，称为移相角φ。其中VT1和VT3分别先于VT4和VT2导通，故称VT1和VT3为超前桥臂，VT4和VT2为滞后桥臂。通过改变移相角φ来调节输出电压的占空比，实现输出功率的连续调节，该控制方法结合软开关技术，使开关器件工作在零电压零电流工作状态，大大降低了开关损耗，提高了电源效率。

其控制过程如下：实时采集流过换能器两端的电压和流过的电流，然后将两者数值大小做乘法运算，计算的结果作为负载实时功率。然后和功率给定量做比较，得到的功率误差经过积分分离PI控制器处理后，通过DSP内部的PS-PWM产生电路输出四个移相脉冲信号，通过驱动电路，来实现换能器负载要求的功率，这样就完成了整个超声波电源的无极调功。

3　软开关PS-PWM工作模态

在逆变过程中，四个逆变器件的导通顺序是VT1-VT4-VT2-VT3。为了防止同一桥臂的VT1、VT2和VT3、VT4这出现直通现象，中间要有死区时间。为便于分析全桥移相超声波电源的工作过程，可以这样简化电路，把匹配电感和负载折算到变压器一次侧，其中L为匹配电感，换能器可以简化为RC负载模型。PS-PWM控制软开关工作的过程下：第1阶段VT1和VT4同时导通，此时，电流i的流向为：VT1-R-L-CVT4。随着时间的推移，第2阶段时VT1被直接关断，与VT1反并联的电容C1被电流I充电，此时，电容C2上电荷被抽走。所以，电容C1两端的电压开始从零逐渐增加，对应的与VT3反并联的电容C3两端电压Ud慢慢下降，这时候，VT1是ZVS关断；第3阶段电容C3两端电压下降为零，D3自然导通，电流从D3中经过，而VT3没有电流经过，VT3的电位被D3钳制在零，此时开通VT3，VT3就可实现ZVZCS开通；第4阶段电容C4被电流i充电，该电流i抽走了电容C2上的电荷，VT4上的电压从零逐渐上升，因此VT4是ZVS关断。到下一时刻，C4两端电压上升到Ud，电容C2上面的电荷量降到零，D2自然导通；第5阶段D2自然导通，此时VT2被D2钳制在零电位，此时开通VT2，VT2是零电压零电流开通（ZVZCS）。接下来，D2和D3被自然关断，此时电流将流过VT2和VT3；第6阶段电流从正方向降低，知道为零，接着逐渐向负方向增加，该电流方向为VT2-C-L-R- VT3。接下来是VT3关断，同理，下半个工作周期情况与上半个周期类似。

经过以上六种工作模式的详细分析，可以看出逆变器中功率管就是这样周期导通和关断的，实现了软开关的工作工程。

4　PS-PWM功率调节数学分析

为了输出电压分析，设逆变器的输出端数段电压为Uab，其值如式（1）：

将变压器变比设为n，副边电阻、电抗这算到原边分别为R’、X’，则负载与匹配电感系统的等效阻抗方程如式（2）：

得负载阻抗为：

若负载处于谐振时，对n次谐波的阻抗幅值为：

可以得到，n次谐波的电流如式（5）：

显然，基波电流幅值为，所以（6）式：

因此，总的电流畸变率为：

从（7）式可以看出，品质因数Q值越高，负载电流就和角频率的正弦波比较接近，也就是，由于压电换能器的Q值很高［2］，所以负载回路中流过的电流就是基波电流。

当输出功率因数为1时，也就是功率因数角φ=0时，此时，根据功率计算公式，可以得出PS-PWM控制策略下的输出功率和移相角φ之间的关系为式（8）：

从（8）式可以看出，输出功率的大小和移相角φ存在很大的关系，调节移相角φ即可调节输出功率，且移相角φ的变化范围是在0° ～180°，所以实现了无级调功。

图3　移相角φ=0°时输出电压和电流仿真波形

5 PS-PWM建模仿真

根据PS-PWM功率控制算法，在Matlab里搭建PS-PWM控制超声波电源的模型［3］，得出移相角φ=0°、φ=90°、φ=135°时输出电压和输出电流的波形图，如图3、图4、图5所示。从仿真波形可以看出，随着移相角φ的增加，输出电压的宽度在逐渐变窄，输出电流的幅值在逐渐减小。由此可见，调节移相角φ的大小可以调节输出功率的大小，从而实现了移相PWM功率控制。同时，功率管IGBT工作在软开关状态，大大降低了开关损耗，串联谐振逆变器工作在谐振状态，负载侧的功率因数高，提高了电源效率。