移相全桥拓扑在高压直流电源中的应用

汪琴芳

(合肥通用职业技术学院 信息管理工程系， 合肥 230031)



移相全桥拓扑在高压直流电源中的应用

汪琴芳

(合肥通用职业技术学院 信息管理工程系， 合肥 230031)

摘要：分析了移相全桥拓扑应用于高压直流电源中的工作原理，绘制出关键的谐振电流波形。推导出电路中谐振电感LS与变压器等效电容CP及其他参数之间的关系式，给出便于工程设计的谐振电感和谐振电流计算公式。根据计算结果设计了一个功率为350W、输入为28V、输出为-4200V的高压直流电源，实验结果证明分析是正确的。

关键词：高压电源；移相全桥；谐振电感；等效电容

高压直流电源在雷达、医疗电子领域有较为广泛的应用。传统高压直流电源多使用变频调制方式的串联谐振或并联谐振拓扑结构，这种电路对变压器的利用率不高，且很难满足输出电压宽范围变化的要求。移相全桥是一种谐振软开关拓扑结构，且是固定频率工作，能够较好应用于高压电源，目前实际应用较多，但对其理论分析稍有不足，实际电路中元器件选用靠反复试验决定。本文对移相全桥拓扑在高压直流电源中的应用进行了理论分析，得到符合实际工程设计应用的参数计算公式，并给出设计实例。

1工作原理分析

高压直流电源的输出端不宜采用LC滤波[1]，因此移相全桥电路应用于高压电源时，工作原理也有所不同[2-4]，而且分析中必须考虑到高变比变压器分布参数的影响，变压器分布参数主要包含变压器的漏感和分布电容。主电路如图1所示，原边为全桥拓扑，次级采用倍压整流电路。电感LS为谐振电感和变压器漏感之和，CS为隔离电容，CP为等效到变压器初级的分布电容。

图1　高压电源主电路图Fig.1　High voltage power supply main circuit diagram

图2　驱动信号及电感电流波形(正半周期)Fig.2　Drive signal and inductor current waveform (positive half cycle)

稳态下该电路在半个周期内有四种工作状态。以正半周期为例(图2)：

(1)t0～t1阶段，t0时刻，电感电流iL为零，CP两端电压VCP=-Vout/2n(n为变压器匝比)，VS1、VS4导通，当电容CP通过电感LS、VS1、VS4放电并被反向充电到VCP=Vout/2n，该状态结束。在这个阶段，电感LS和电容CP的谐振，流过变压器初级的电流为0，初级电源没有向负载提供能量。

(2)t1～t2阶段，在这个阶段，VS1、VS4继续导通，由于变压器反射电压的箝位，CP两端电压不变，电感电流全部流经变压器初级，初级电源向负载提供能量。

(3)t2～t3阶段，在t2时刻，VS1关断，电感电流通过变压器、VS4以及VS2的体内二极管续流，电感中的储能继续向负载提供能量。在这个阶段中，MOS管VS2零电压开通。

(4)t3～t4阶段，在t3时刻，VS4关断，电感电流通过变压器、VS3体内二极管以及VS2的体内二极管续流，电感中的储能继续向负载提供能量。在这个阶段中，MOS管VS3零电压开通，当电感电流到0时该阶段结束，进入负半周期。

2电路参数计算

由图3的电感电流波形，再根据稳态下变换器的输入功率等于输出功率，可以得到：

M·Vs·[(I1+I2)Δt2+(I2+I3)Δt3+I3Δt4]=P·T

(1)

(2)

(3)

(4)

图3　移相角为零时电感电流波形(正半周期)Fig.3　The phase shift angle of zero current waveform of the inductor current (positive half cycle)

在实际工程应用中，首先要考虑在开环状态下满足输出功率的要求。因此可以把上述公式简化成移相角为零的情况下计算，即图2中的t2和t3重合(图3)。因此式(1)可简化为：

M·Vs·[(I1+I2)Δt2+I2Δt3]=P·T

(5)

式(5)中

(6)

(7)

(8)

根据式(5)～(8)，在给定开关周期T和M值的前提下，结合功率和电压参数要求，可以计算得到LS与变压器等效分布电容CP的关系式。

3设计实例

设计一台高压电源，输出功率350W，输入28V，输出-4200V。预计电源效率为88%，那么变换器的输入功率P=400W。设开关周期T=12.5μs，M=0.85，代入上列式中计算得到参数(见表1)。因为变压器分布参数的差异性，所以取了4个不同变压器等效分布电容的数值来计算谐振电感和谐振电容。

表1　不同分布电容所对应的电感和电流值

实际的变压器总匝比为1∶88，等效分布电容约为0.5μF，漏感约为2.4μH。根据表1，需要外接谐振电感0.65μH。隔直电容选用5μF聚丙烯薄膜电容。

图4为原边谐振电流波形，由图可知，电源实际开关周期为13μS，满载时电感电流峰峰值为46A，峰值电流23A，与理论计算值基本相同。谐振电流波形与图2波形略有差别，这是因为实际电路中杂散电感和杂散电容引起的。这些杂散参数对计算结果的准确性影响不大，可忽略不计。

图4　谐振电流波形Fig.4　Resonant current waveform

图5为滞后臂MOS管的漏极电压和栅极驱动波形，满载情况下，MOS管工作在ZVS状态。实测电源效率，满载时90%以上；半载时，由于滞后臂MOS管退出ZVS状态，效率下降到85%左右。

图5　滞后桥臂MOS管栅极驱动和漏极电压波形Fig.5　The gate drive and drain voltage waveform of the lagging leg MOS tube

4结论

针对全桥移相应用在高压电源中的特殊性，经过分析和推导，得到可用于电源工程研制的一

组公式。设计实例说明这些公式比较准确，有较大的参考价值。需要注意的是，在工程研制中，高变比变压器的等效分布电容对电路影响很大，且分布电容很难准确测量[5-7]，因此需要计算多组参数，提高设计一次成功率。

参考文献：

[1]ERICKSON, R.W.,et al. Comparison of Resonant Topologies in High-Voltage DC Applications[J]. IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, 1998,24(3):263-274.

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[7]蒋立昕,刘步尧. PWM型高压电源的设计[J]. 电光与控制，2013,20(6)

capacitance

Research on Application of Full Bridge Phase Shifting Topology in the High Voltage DC Power Supply

WANG Qin-fang

(Hefei Institute of General Professional Technology, Hefei 230031, China)

Abstract:This paper analyzes the operational principles of phase shifting full bridge topology applied in the the high voltage dc power supply, draws out the key resonant current waveform, and deduces the correlations of the circuit resonant inductance LS, the transformer equivalent capacitance CP, and other parameters. Meanwhile, the resonant inductance and resonant current calculation formulas for engineering design are also given here. Based on the result of calculation, a high voltage dc power supply, with power of 350 w, input of 28 v, and output of -4200 v, has been designed. And the experimental results confirm the analysis.

Key words：high voltage power supply; phase-shift full-bridge converter; resonant inductance; equivalent

收稿日期：2015-12-11

作者简介：汪琴芳(1975-)，女，安徽东至人，讲师，硕士，研究方向为高压电源。

中图分类号：TM8

文献标识码：A

文章编号：1674-344X(2016)02-0045-03