基于反激变换器的漏感能量回收方法

苏 通, 张方华, 马 超, 任永宏

(江苏省新能源发电与电能变换重点实验室， 南京航空航天大学, 江苏 南京 210016)

基于反激变换器的漏感能量回收方法

苏 通, 张方华, 马 超, 任永宏

(江苏省新能源发电与电能变换重点实验室， 南京航空航天大学, 江苏 南京 210016)

反激变压器原边漏感的存在增加了功率器件的电压应力，并降低了变换器的变换效率。本文研究了一种新颖的变压器漏感能量吸收电路，实现了漏感能量的回收和利用。论文采用的吸收电路为反激电路，它能将主电路变压器漏感能量直接释放到输出侧供给负载。同时吸收电路采用电压滞环控制，工作频率由漏感能量决定，当主电路的功率降低时吸收电路的工作频率也会随之降低，变换器轻载效率高。详细分析了吸收电路的工作原理，给出了参数设计方法，研制了两路交错并联反激变换器的实验样机，实验结果证明了所提出方法的有效性。

反激变换器； 漏感能量回收； 滞环控制; 吸收电路设计

1 引言

反激变换器由于其电路拓扑简单而被广泛应用在中小功率场合[1]，在电路中反激变压器起到电气隔离和储存能量的作用。由于反激变压器存在较大的漏感，在开关管关断时刻，漏感能量会造成开关管上很高的电压尖峰；同时，漏感的存在使得工作在CCM模式下的变换器很难取得较高的变换效率。

为了减小反激变压器漏感对主电路的影响，通常采用钳位电路对漏感能量进行回收和利用。常用的钳位电路可分为无源钳位[2]和有源钳位[3]两类。无源钳位包括RCD钳位等，其优点是电路结构简单、成本低，缺点是电压尖峰的抑制效果差、电路损耗大。有源钳位抑制效果好，但是有源钳位存在以下三个方面的问题：①吸收电路和主电路具有相同的工作频率，因此在轻载时吸收电路自身的损耗在电路总损耗中占了很大一部分；②在重载时以谐振方式工作的吸收电路将流过很大的谐振电流，造成较大的损耗；③每一主电路都需要一套独立的有源钳位电路，当主电路采用多路交错并联技术时会提高电路的成本。

为了解决上述问题，本文提出了一种新颖有源吸收方式，吸收电路斩波工作，工作频率由主电路的功率决定，当主电路的功率降低时吸收电路的工作频率也会随之降低，这样可实现变换器较高的效率。

2 吸收电路的拓扑和控制方式

2.1 吸收电路的拓扑

图1为本文所提的反激变换器漏感能量有源吸收的原理图。其中吸收电路是由变压器Ta、开关管Sa和二极管Da构成的反激电路，主电路则是两路交错并联的高升压比反激变换器[4,5]。

图1 漏感能量有源吸收电路原理图Fig.1 Schematic diagram of leakage inductance energy active absorption circuit

2.2 控制方式

吸收电路采用电压滞环控制，设钳位电容电压的滞环上下限分别为UTH和UTL。图2为吸收电路的控制流程图。在主电路开关管S1(S2)关断时刻，主电路变压器漏感和开关管漏源极结电容发生谐振，漏源极结电容电压不断升高，当上升到钳位电容电压滞环下限UTL时，二极管Da1(Da2)导通，漏感能量传递到钳位电容C上，钳位电容电压不断上升，当钳位电容电压达到UTH，开通吸收电路开关管Sa，储存在钳位电容上的漏感能量通过吸收电路释放到主电路的输出侧供给负载，实现了漏感能量的回收利用。当钳位电容电压随着放电过程降低到UTL时，关闭吸收电路开关管。电压滞环控制直接控制钳位电容电压，能够维持钳位电容电压在一定的范围内基本恒定，对主电路开关管的电压尖峰起到抑制作用。滞环电压的下限应该大于主电路输入电压和输出反射电压之和，否则主电感中的部分能量将传递到钳位电容上。考虑到钳位电容电压对开关管电压应力的影响，滞环上下限和环宽也不宜取得过大。本文选取滞环上限为75V，下限为70V。

图2 吸收电路电压滞环控制框图Fig.2 Voltage hysteresis loop control of absorption circuit

3 吸收电路设计

3.1 吸收电路的等效

吸收电路的等效电路如图3所示。图3(a)为开关管开通时的等效电路，它可以看成是一个由钳位电容C和吸收电路励磁电感La组成的串联谐振电路，钳位电容上的初始电压是滞环上限UTH，励磁电感上的初始电流为零。根据该串联谐振回路可以计算钳位电容电压UC、励磁电感电流iLa以及钳位电容放电时间t2：

(1)

(2)

(3)

图3 吸收电路工作等效电路Fig.3 Equivalent circuit of absorption circuit

图4为主电路开关管驱动时序图，两个驱动的下降沿始终相差1/2个开关周期，一次驱动的下降沿意味着一次漏感能量的吸收。吸收电路驱动的具体频率与主电路功率和吸收电路参数设计有关。为了便于吸收电路变压器的优化设计，人为地将钳位电容放电时间t2限制在两次下降沿之间，即

(4)

式中，Ts为主电路的开关周期。这样在吸收电路工作时不会有新的漏感能量导入，变压器每次处理的能量为定值，简化了吸收电路的工作过程和变压器的设计。

图4 两路交错并联反激变换器驱动波形Fig.4 Driving waveforms of dual interleaved flyback converter

由于吸收电路导通时间t2(即钳位电容放电时间)选为定值，因此吸收电路可以等效为输入电压在UTH～UTL范围内，输出电压为Uo(主电路的输出电压)的固定导通时间的反激变换器，其工作于DCM模式，功率随主电路的功率减小而减小，其表达式为：

(5)

式中，Lk为主电路漏感；ipk为主电路单路漏感峰值电流；fs为主电路工作频率。因此吸收电路的工作频率随着主电路功率的减小而降低。

3.2 吸收电路参数设计

增加吸收电路的目的是通过对主电路漏感能量进行回收和利用来提高变换器的效率，因此吸收电路的参数将按照效率最优的原则来设计。吸收电路的损耗主要包括：①原边功率管的驱动损耗、开关损耗和导通损耗；②副边二极管的导通损耗和反向恢复损耗；③原副边的绕组损耗和磁心损耗。从能量守恒的角度来看，有以下关系成立：

(6)

(7)

由此可以计算出吸收电路励磁电流的峰值和有效值分别为：

副边电流峰值为：

(10)

式中，NaP、NaS分别为吸收电路原副边的匝数。副边电流在输出电压的作用下线性下降，可以求出下降时间taoff为：

(11)

则副边电流的有效值和平均值为：

(12)

以主电路1.5倍过载时吸收电路处理的功率为标准，参照同等功率等级的反激变换器估算其他相关参数，在此基础上可以计算得到以n为自变量的吸收电路损耗函数[6]。使用计算工具MATHCAD14.0画出该函数的曲线图，如图5所示。可以看出，该函数并不是单调的，电路的损耗会随着n的增加先减小后增大，所以存在一个n值能够使得电路的损耗取到最小值。利用函数求最小值指令Minimize(P，n)可以求得n=2.117，对应的电路最小损耗为4.808W，当取n=2时励磁电流峰值为8.84A。根据式(6)可以算出钳位电容为1.2μF，吸收电路励磁电感为15μH。

图5 吸收电路总损耗随n的变化曲线Fig.5 Curve of total loss of auxiliary circuit with n

4 实验结果分析

对两路交错并联倍压输出反激变换器进行了详细的设计，变换器额定输出功率500W，输入电压28V，输出电压180V，开关频率120kHz。各电路具体设计参数如下：主电路变压器采用PQ35/35的磁心绕制，原边7匝，副边21匝，实测励磁电感14μH，原边漏感280nH。原边功率管采用英飞凌公司的IPP200N25N3G，两个输出二极管采用ST公司的STTH1003S-Y。副边谐振电容为1μF，输出电容为60μF，采用多个陶瓷电容并联。用于吸收主电路漏感的钳位电容为1.36μF，吸收电路的变压器采用PQ20/16的磁心绕制，励磁电感为15.17μH。

图6 实验波形Fig.6 Experimental waveforms

图6(a)为单路2/3额定负载(160W)时钳位电容电压和驱动波形，图6(b)为单路满载(250W)时钳位电容电压和驱动波形。本文设计的吸收电路在主电路1.5倍过载时的开关频率为主电路的1/2(取n=2)，即60kHz。根据式(7)和式(8)可知，吸收电路的开关频率和主电路峰值电流的平方成正比，在输入电压不变的情况下，吸收电路开关频率和主电路功率的平方成正比。据此计算，在单路2/3额定负载(160W)和额定单路满载(250W)情况下，吸收电路的开关频率分别为6.02kHz和13.3kHz。从实验波形可以得到吸收电路的实际开关频率分别为6.025kHz和11.1kHz，实验结果和理论分析比较吻合。从实验结果可以看出钳位电容上的电压最大值为78V，最小值为68V，与设计的电压滞环上下限值相吻合。随着主电路功率从250W减小到160W，吸收电路工作频率从11.1kHz降低到6.025kHz，吸收电路的工作频率随主电路功率的降低自动减小，这与理论分析一致，验证了理论分析的正确性。

根据式(6)和实验测得的钳位电容滞环上下限值，可以计算出吸收电路开关管开通一次处理的能量为8.7×10-4J，则2/3负载和满载下吸收电路处理的功率为5.9W和11W，实现了对漏感能量的回收和利用。由于吸收电路采用滞环控制，控制简单，控制和驱动电路体积很小，因此吸收电路的体积主要由吸收电路的变压器决定，本实验采用PQ20/16磁心，尺寸为20.5×14×16(单位：mm)。在整个变换器电路中所占比重很小。

增加了吸收电路后，主电路开关管漏源极之间电压被钳位在150V以下，对电压尖峰起到了较好的抑制作用。

图7给出了不同负载下采用本文所提吸收电路的两路交错并联反激变换器的效率曲线，同时给出了相同负载下RCD钳位电路的效率作为对比。

图7 效率曲线Fig.7 Efficiency curves

5 结论

本文研究了一种基于反激变换器的漏感能量回收电路。该电路采用电压滞环控制，控制方式简单，只需一个迟滞比较器，无需设计PI闭环参数。在该控制方式下，吸收电路每次传输的能量相同，便于吸收电路变压器的优化设计；吸收电路工作频率随着主电路功率的减小而自动降低，在主电路轻载情况下能够减小吸收电路的开关损耗，实现主电路轻载下较高的变换效率。该漏感吸收电路同时对主电路开关管电压尖峰起到了较好的抑制作用。通过500W两路交错并联反激变换器进行了实验验证，带有本文所提吸收电路的反激变换器取得了满载94%的变换效率。

[1] 王勤，张杰，阮新波，等 (Wang Qin, Zhang Jie, Ruan Xinbo, et al.)．一种新型双输入反激 DC/DC 变换器 (A new double-input flyback DC/DC converter) [J]．电工技术学报 (Transactions of China Electrotechnical Society)， 2011，26(2)：115-122．

[2] 刘树林，曹晓生，马一博 (Liu Shulin, Cao Xiaosheng, Ma Yibo)．RCD 钳位反激变换器的回馈能耗分析及设计考虑 (Design and analysis on feedback energy loss of RCD clamping flyback converters) [J]．中国电机工程学报 (Proceedings of the CSEE)，2010，30(33)：9-15．

[3] Xiucheng Huang, Weijing Du, Wei Yuan．A high efficiency flyback converter with new active clamp technique [A]．2010 Twenty-Fifth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) [C]. 2010. 823-828．

[4] Woo Young Choi, Jih Sheng Lai．High-efficiency grid-connected photovoltaic module integrated converter system with high-speed communication interfaces for small-scale distribution power generation [J]. Solar Energy，2010, 84(4): 636-649．

[5] 毛春风，陈为，卢增艺 (Mao Chunfeng, Chen Wei, Lu Zengyi)．交错并联磁集成反激变换器小信号建模分析(Small signal analysis of interleaved flyback converter with magnetic integration) [J]．电工电能新技术(Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy)，2011，30(4)：26-29．

[6] 袁伟 (Yuan Wei)．断续模式反激变换器的优化设计(Optimal design of DCM flyback converter) [D]．杭州:浙江大学 (Hangzhou: Zhejiang University), 2010．

Method of leakage inductance energy recovery based on flyback converter

SU Tong, ZHANG Fang-hua, MA Chao, REN Yong-hong

(Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion, Nanjing University of Aeronautics & Astronautics, Nanjing 210016, China)

The existence of the leakage inductance of the flyback transformer primary side increases the voltage stress of power device and reduces the reliability of the circuit. Due to the leakage of energy cannot be delivered to the load, the efficiency of converter is reduced. This paper proposes a novel leakage-inductance energy recovery circuit by adding a flyback circuit as the auxiliary circuit which realizes the recycle and utilization of the leakage inductance energy. It can directly release the leakage inductance energy into the output. Auxiliary circuit uses the voltage hysteresis control, and the operating frequency is determined by the energy of the leakage inductance. When the main circuit power is reduced, the operating frequency of the auxiliary circuit will decrease accordingly.The working principle and parameter design of auxiliary circuits are analyzed in detail. Based on this, dual interleaved flyback converter was completed, and experimental results show that the proposed method is useful.

flyback converter; leakage-inductance energy recycle; hysteresis control; design of absorption circuit

2015-08-05

苏 通(1991-)， 男， 江苏籍， 硕士研究生， 研究方向为功率电子变换技术； 张方华(1976-)， 男， 山东籍， 教授， 博士生导师， 研究方向为航空电源、 照明电源和新能源发电系统。

TM46

A

1003-3076(2016)06-0013-05