三电平ANPC变流器中点电位控制策略研究

张 波， 葛琼璇， 王晓新，李耀华

(1. 中国科学院电力电子与电气驱动重点实验室, 中国科学院电工研究所，北京 100190；2. 中国科学院大学, 北京 100049)

三电平ANPC变流器中点电位控制策略研究

张 波1,2， 葛琼璇1， 王晓新1，李耀华1

(1. 中国科学院电力电子与电气驱动重点实验室, 中国科学院电工研究所，北京 100190；2. 中国科学院大学, 北京 100049)

本文详细分析了三电平有源中点箝位(ANPC)变流器中点电压波动产生的根本原因，提出了一种分区域控制的中点电位的平衡方法，该方法能够实现在变流器全范围工作区域内的中点电位平衡控制，且该方法运算量小，易于实现，对于空间矢量脉宽调制和三角载波比较脉宽调制方法都适用；本文同时利用三电平ANPC变流器的拓扑结构优势提出一种损耗平衡控制算法，改善了在高调制度低功率因数时中点电位平衡控制引起的开关损耗大的问题。通过仿真和实验验证了本文提出的控制方法能够同时实现三电平ANPC变流器的中点电位波动抑制和桥臂损耗平衡的控制，具有较强的工程应用价值。

三电平； 损耗； 有源中点箝位变流器； 中点电位； 脉宽调制

1 引言

在高压大功率电力电子领域，三电平中点箝位(Neutral Point Clamped, NPC)变流器有着广泛的应用价值[1]。三电平NPC变流器同时存在桥臂开关器件损耗不一致[2]和中点电压不平衡的问题，每相桥臂中产生最大损耗的开关器件决定了变流器的最大开关频率和输出容量，针对此问题，德国学者Bruckner[3,4]提出将有源开关器件与NPC二极管反向并联的三电平有源箝位(Active Neutral Point Clamped, ANPC)变流器，如图1所示。与三电平NPC变流器相比，三电平ANPC变流器具有更多的开关状态和电流传导路径，可以通过合理应用三电平ANPC变流器每相桥臂的各个开关器件的导通路径来平衡各个开关器件的损耗，提高变流器的开关频率或输出容量，进而提高输出电压波形质量[5-7]。

图1 三电平ANPC变流器主电路拓扑Fig.1 Main circuit topology of 3L-ANPC VSC

为解决三电平NPC变流器中点电压平衡控制问题，科研人员已经进行了广泛的研究。三电平NPC变流器拓扑结构在一定范围内对中点电压的偶次谐波波动具有自平衡能力[8]，中点电压自平衡能力之外，必须主动控制中点电压的波动。这些主动控制方法可以分为两种，一种中点电位控制方法是空间矢量脉宽调制(SVPWM)，主要包括最近三矢量脉宽调制(NTSVPWM)[9,10]和虚拟空间矢量脉宽调制(VSVPWM)[11]；另一种中点电位控制方法是基于零序电压注入的正弦脉宽调制策略(SPWM)[12]。通过调整小矢量占空比的NTSVPWM与零序电压注入的SPWM能够在一定的负载功率因数与调制比的范围内平衡中点电位，但在高调制比与低功率因数工作区间，这种控制策略存在中点电位的不可控区域，输出波形会产生低次谐波。VSVPWM通过重新定义空间矢量，能够在任意工作区间实现中点电压的平衡控制，但是这种方法增加了变流器开关损耗和输出电压谐波。

本文详细分析了三电平ANPC变流器中点电压波动产生的原因及其表现形式，提出了一种三电平ANPC变流器全范围工作区间中点电压可控同时具有桥臂损耗平衡的控制方法。

2 三电平ANPC调制方法

以a相为例，NPC变流器中，上下桥臂的导通是由电流的方向决定的。开关管Ta2和Ta3在“0”状态时始终是开通的。应用有源开关管Ta5和Ta6后，通过开通Ta5和Ta2，相电流可以双向流经上桥臂和中点；同样，开通Ta6和Ta3，相电流可以双向流经下桥臂和中点。开通Ta5和Ta2，关断Ta6和Ta3可以输出零电平，Ta4可以处于导通状态也可以处于关断状态，同理，开通Ta6和Ta3，关断Ta5和Ta2也可以输出零电平，Ta1也可以处于导通状态也可以处于关断状态。这就形成了四种零电平开关状态，分别定义为“0U1”、“0U2”、“0L1”、 “0L2”，如表1所示。

表1 三电平ANPC变流器开关状态Tab.1 Switch states of 3L-ANPC converter

对于传统NPC变流器，假设电流和电压都为正向，换流方式为+→0时，关断Ta1，经过一个死区时间，开通Ta3，电流不再流经Ta1，改为流经Da5，Ta2始终处于开通状态，Ta4始终处于关闭状态，Ta1、Da5承受最大的开关损耗。

三电平ANPC变流器换流方式如图2所示。其中粗实线表示输出Vdc/2时的导通路径，虚线表示输出零电平时的导通路径，圆圈内器件表示该换流方式承受开关损耗的器件。换流方式1(+↔0U2)如图2(a)所示，相电流流经中点的上桥臂，考虑Vdc/2切换到零电平的情况，即+→0U2，首先关断Ta6，然后关断Ta1，一个死区时间后，开通Ta5，与传统NPC变流器相同，Ta1、Da5承受最大的开关损耗。

图2 三电平ANPC换流方式(ia>0)Fig.2 Commutations of positive rail in 3L-ANPC VSC

换流方式(+→0U1)与换流方式+→0U2的区别在于开通Ta5之后，最后开通Ta4，开通Ta4没有损耗，对损耗分布没有影响，本文不采用这种方式。

换流方式2(+↔0L2)如图2(b)所示。对于+→0L2，首先关断Ta1，经过一个死区时间之后，开通Ta3，所以零电平同时具有两条导通路径，即流经Da5和Ta2或者流经Ta6和Da3，Ta1产生了关断损耗。为了使零电平状态时只流经Ta6和Da3，需要同时关断Ta1和Ta2，对于高压大功率变流器应用场合应避免同时关断两个开关器件，因此实际应用时不采用这种换流方式。

换流方式3(+↔0L1)如图2(c)所示。对于+→0L1，首先关断Ta2，Ta1仍然处于开通状态，经过一个死区时间之后，开通Ta3，此时Ta2、Da3产生最大的开关损耗。

在输出电压为-Vdc/2或者电流为负时，可采用类似的方法分析器件的损耗分布情况，其损耗分布如表2所示。

为了达到ANPC变流器每相桥臂损耗的平衡性，在一个调制周期内本文提出如下换流方式(如图3所示)：换流方式1↔换流方式1↔换流方式3↔换流方式1↔换流方式1↔换流方式3↔…。

图3 三电平ANPC零电平状态切换方式Fig.3 Switching state transitions of zero level in 3L-ANPC converter

换流方式电流方向为正电流方向为负Ta1Ta2Da3Da4Da5Ta6Da1Da2Ta3Ta4Ta5Da61+↔0U2√√√√3+↔0L1√√√√2+↔0L2√√√√20U2↔-√√√√30U1↔-√√√√10L2↔-√√√√

根据图3的零电平切换方式可以得出，在一个开关周期内，开关管Ta1、Ta2、Ta3、Ta4开关次数相同， Ta5和Ta6在半个周期内虽然有开关驱动信号，但没有电流流经，所以没有产生开关损耗，有效开关次数与其他的开关管相同，达到了损耗平衡的目的。

3 三电平ANPC中点电压波动分析

由于载波脉宽调制与空间矢量脉宽调制方式在本质上具有一致性[13]，本文采用空间矢量调制方式分析中点电压波动产生的原因。三电平ANPC变流器在空间矢量脉宽调制策略中包含27个矢量开关状态，空间矢量表如图4所示，开关状态“-1”、“0”和“1”对应输出电压分别为-Vdc/2、0和Vdc/2。

图4 三电平ANPC空间矢量表和中点电流分布Fig.4 SV diagram for three-level ANPC converter and NP current corresponding to each vector

从图4中可以看出，中点电流由六个中矢量和六个小矢量引起，零矢量和大矢量对中点电流没有影响，中点电流的波动导致了中点电压的波动，这就是三电平ANPC中点电压波动产生的根本原因。

每个小矢量对应一个冗余小矢量，两个小矢量产生的中点电流的大小相等方向相反，以小矢量0-1-1为例，矢量0-1-1产生中点电流Inp=Ia，对应的冗余小矢量100产生的中点电流Inp=-Ia，定义0-1-1为负小矢量sil，100为正小矢量sih，负小矢量的特点是一相或者两相与直流母线负极相连，正小矢量的特点是一相或者两相与直流母线正极相连，合理选择正小矢量占空比dsih和负小矢量的占空比dsil，可以有效抑制中点电压波动。假设Is为在一个调制波周期内小矢量产生的平均中点电流：

(1)

由式(1)可以得出，在一个调制周期内，Inp>0时，令dsih=dsi；Inp<0时，令dsil=dsi，此时Is可以达到最大值Ismax。反之，Inp<0时，令dsih=dsi；Inp>0时，令dsil=dsi，此时Is可以达到最小值Ismin。

假设Im为在一个调制波周期内中矢量产生的平均中点电流：

(2)

式中，dmi为中矢量作用占空比，中矢量没有冗余矢量，所以中矢量引起的中点电压波动只能由正负小矢量去抵消。

平均中点电流Inp是小矢量中点电流和中矢量中点电流之和，即

Inp=Im+Is

(3)

中点电流最大值和最小值分别为：

Inpmax=Im+Ismax

(4)

Inpmin=Im+Ismin

(5)

功率因数角φ=30°、调制比m∈[0,1.15]、参考波频率为50Hz时，中点电流波动情况如图5所示(对中点电流Inp作了归一化处理)。三电平ANPC变流器中点电压波动是由中点电流引起的，消除中点电压波动的前提是：中点电流为零，若要使中点电流为零，则中点电流Inp应满足：Inpmin0。

图5 中点电流Im、Inpmax和 InpminFig.5 Im, Inpmax and Inpmin during fundamental cycle

从图5可以看出，当中点电流不满足限制条件时，中点电流Inp不能在整个基波周期内保持为零，原因是在大调制比低功率因数工作区域中大矢量和中矢量作用时间变长，小矢量作用时间减小，仅仅依靠小矢量不能保证中点电流为零。因此三电平中点电压控制区域可分为小矢量可控区域和小矢量不可控制区域，如图6所示。其中白色区域为小矢量可控区域，灰色区域为小矢量不可控制区域。

图6 三电平ANPC变流器中点电位区域分布图Fig.6 Distribution of regions in 3L-ANPC converter operation by small vectors

4 三电平ANPC变流器中点电位控制策略

根据第3节的分析，本文提出一种在两种工作区间中点电位都可控的策略。首先将图6分布图进行曲线拟合，图中虚线以下白色部分为小矢量不可控区域，虚线以上灰色部分为小矢量不可控区域，虚线可以表示为调制比与功率因数角的分段函数，如式(6)所示：

(6)

三电平ANPC变流器在中点电位小矢量可控区域采用零序电压注入法，控制框图如图7所示，其中Ud1与Ud2分别表示电容C1和C2的电压幅值。一个基波周期内，根据三相参考电压Ua*、Ub*和Uc*的极性不同分6个区域进行控制。当Ua>0、Ub<0、Uc<0时定义为区域2，若ia>0，只要a相输出电平为Vdc/2，b相或c相有一个输出为零电平，则电路对电容C1放电，Ud1减小，Ud2增加；若ia<0，在同样的条件下，Ud1增加，Ud2减小；若Ud1>Ud2，只要Ua*、Ub*和Uc*同时叠加一个偏移值sign(Uaia)·ΔU(sign为符号判断函数)，构成新的参考电压Ua**、Ub**和Uc**，可以使Ud1减小，Ud2增加。当Ua<0、Ub>0、Uc>0时定义为区域5，零序电压分量注入方法与区域2相同。其他区域分析类似，区域1(Ua>0,Ub<0,Uc>0)和区域4(Ua<0,Ub>0,Uc<0)注入零序电压分量为sign(Ubib)·ΔU，区域3(Ua>0,Ub>0,Uc<0)和区域6(Ua<0,Ub<0,Uc>0)注入零序电压分量为sign(Ucic)·ΔU。

图7 零序电压注入法控制框图Fig.7 Block diagram of algorithm for CB-strategy with zero-sequence

若ANPC变流器工作在小矢量不可控区域，采用与VSVPWM等效的双调制波脉宽调制方法，调制波函数表达式为：

(7)

(8)

式中，Uap和Uan分别为a相正调制波和负调制波，b相和c相调制波比a相滞后120°和240°。

中点电位分区间控制能够使中点电位波动在较宽工作区间得到抑制，与整个工作区间应用双脉宽调制方法相比，此方法整体上减小了开关损耗，同时应用ANPC损耗平衡控制方法，降低了桥臂半导体器件损耗的不平衡性，该方法能够减小输出电流谐波，对于电机驱动具有较强的应用价值。

5 仿真和实验验证

本文搭建了三电平ANPC变流器模型，仿真参数为：直流母线电压Vdc=3kV,电容C1=C2=0.9mF,载波频率fc=600Hz,调制波频率f=50Hz，根据英飞凌IGBT(FZ1500R33HE3)构造了损耗仿真模型。

开关器件Ta1、Ta2、Ta5分别与Ta4、Ta3、Ta6具有对称结构，其损耗相同，所以只给出了三个IGBT的开关损耗分布，工程应用中通常IGBT与二极管集成到一个模块中，散热设计时IGBT和二极管共用同一块散热片，因此损耗仿真时也将两者损耗求和处理，结果如图8所示。可以看出，与NPC变流器相比，ANPC变流器中器件承受的最大损耗在全工作区间降低约30%，当ANPC变流器开关频率增加到1kHz时半导体器件承受最大应力与NPC变流器相同，大大降低了输出电压THD。图9(a)为采用零序电流注入法在中点电压不可控区域的控制效果，图9(b)为采用本文的分区域控制效果，仿真结果表明本文所提方法在小矢量不可控工作区间能够抑制中点电压波动。

图8 三电平NPC与ANPC变流器损耗分布仿真Fig.8 Simulated loss distribution of three level NPC and ANPC converter

图9 仿真结果对比(φ=90°, m=0.8)Fig.9 Simulated results of NP voltage ripple (φ=90°, m=0.8)

图10 三电平ANPC变流器主电路及其控制系统Fig.10 Prototype of ANPC converter and control system

为验证仿真的正确性，搭建了75kV·A三电平ANPC变流器实验系统，整流侧采用二极管不控整流，控制器采用MVME6100全数字控制器，如图10所示。三电平ANPC变流器线电压和a相电流波形如图11所示，由于IGBT中内置反向并联二极管，封锁IGBT Ta5、Ta6的触发脉冲信号，三电平ANPC变流器可以转换为三电平NPC变流器。ANPC变流器与NPC变流器各个开关管的电流波形如图12所示，实验结果表明，在一个调制周期内，NPC变流器开关管Ta1和二极管Da1、Da5各开关6次，Ta2/Da2以调制电压频率动作，Ta1/Da1在调制电压正半周期承受较大的导通损耗，没有开关损耗。而在ANPC变流器中开关管和二极管Ta1/Da1、Ta2/Da2、Ta5/Da5在一个调制周期内各开关4次，三个开关器件平均分配了开关损耗和导通损耗，其他开关器件具有对称的电流波形。根据各个开关管的电流波形和IGBT、二极管的数据手册，计算出NPC中开关管Ta1/Da1、Ta2/Da2、Da5总损耗分别为189W、232W、16W, ANPC中开关管Ta1/Da1、Ta2/Da2、Ta5/Da5总损耗分别为188W、190W、40W，由此可以得出，NPC与ANPC变流器总损耗基本相同，ANPC变流器有效降低了NPC变流器中承受最大应力的开关器件的损耗，平衡了开关器件的损耗。

图11 线电压和相电流波形(φ=20°, m=0.8)Fig.11 Experimental results of NP voltage ripple, line-to-line voltage and current of phase (φ=20°, m=0.8)

图12 各开关管电流波形(φ=20°, m=0.8)Fig.12 Experimental results of devices current (φ=20°, m=0.8)

为验证中点电压控制策略，电容C2并联了600Ω放电电阻，以增大中点电压的不平衡性，实验结果如图13所示。应用本文方法可以在半个调制周期内达到上下电容电压的平衡，与单纯采用载波调制控制方法相比，本文所提出的中点电压控制策略响应速度快，中点电压波动得到了有效抑制。与全工作区间采用虚拟空间适量调制方式相比，此方法能够减小器件开关损耗，提高变流器可靠性。

图13 中点电压波动实验波形(φ=80°, m=0.8)Fig.13 Experimental results of NP voltage ripple and the currents of three phases (φ=80°, m=0.8)

6 结论

本文分析了三电平ANPC变流器中点电压不平衡产生的本质原因，提出了一种在变流器全范围工作区间中点电压平衡的控制策略，综合利用零序电流注入法与虚拟空间矢量法在中点电压控制中的优势，本文所提的三电平ANPC变流器控制方法能够同时满足桥臂损耗平衡控制和中点电压波动的抑制，有效提高了变流器输出容量，增加了波形质量，减小变流器谐波噪声，在高压大功率变频领域具有重要的应用价值。

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Research on neutral point potential balancing for three-level ANPC converter

ZHANG Bo1,2, GE Qiong-xuan1, WANG Xiao-xin1, LI Yao-hua1

(1. Key Laboratory of Power Electronics and Electric Drive, Institute of Electrical Engineering, Chinese Academy of Sciences, Beijing 100190, China； 2. University of Chinese Academy of Sciences, Beijing 100049, China)

The basic cause of three level neutral point voltage variation for active neutral point clamped (ANPC) converter is analyzed in detail in this paper, and then a new neutral point voltage balancing modulation approach based on piecewise control is presented. By using this approach, the neutral point voltage variation can be restrained among all operation regions of three level ANPC converter, and this approach is characterized by the small calculating amount, easily to be implemented and suitable for both space vector pulse width modulation and triangle carrier wave comparing pulse width modulation. The increased power loss caused by neutral point voltage balancing modulation in the high modulation ratio low power factor region is decreased by the proposed loss balancing control method based on the ANPC topology. Simulation and experiments proved that the proposed approach can restrain neutral point voltage variation and balance the power loss of devices of three level ANPC converter, and this method is suitable for practical application.

three-level； loss； ANPC； neutral point voltage； PWM

2016-02-19

国家高技术研究发展计划(863计划)项目(2014AA052602)

张 波(1986-)， 男， 河北籍， 博士研究生， 研究方向为大功率电力电子变流器控制技术； 葛琼璇(1967-)， 女， 江西籍， 研究员， 博士生导师， 研究方向为大功率变流器及高性能电机牵引控制技术。

TM 46

A

1003-3076(2016)08-0001-07