衰减器误差对射频干扰对消系统的影响

刘建成 全厚德 袁丁 李召瑞 孙慧贤

伴随现代战争信息化速度加快,制信息权已成为决定战争成败的关键[1].战场各级指挥控制系统的发展也因此得到了快速的发展,但这导致大量电子设备装备于同一指挥系统,设备间存在严重的相互干扰,使得战场电磁环境日益复杂[2].比如,同一辆通信指挥车上通常装备有多部短波和超短波电台,即使在频分情况下这些电台若同时工作也将存在严重的相互干扰,严重时不能够正常通信.其原因有两个方面,一是相邻电台发射功率过大,造成辐射的电磁波在接收机天线处产生很强的干扰电压,超出了接收机的动态范围,阻塞接收机;另一方面,是在收发电台工作频率间隔不足够大时,发送电台信号的带外频谱拓延落入接收通道,对接收电台造成很强的干扰.

针对上述电台互扰问题,国内外都进行了深入的研究,相关成果也在实际设备中得到了应用[3−6].20世纪70年代末美国的Samuel J.Harris和Stephen J.Rosasco提出了利用相位微调器与正交矢量合成相结合的闭环干扰和噪声对消系统,在干扰信号功率为几十瓦量级时,能够实现40dB以上的对消比[4],但该系统未能实现对关键器件移相器和电调衰减器的自适应调节方法,系统收敛时间长[4],无法满足现役VHF电台的需求.文献[5]中进一步提出了一种宽频带ICS(Interference Cancellation System),工作波段为225MHz∼400MHz.该系统采用发射导频的双环自适应对消模式,可在fc±85kHz范围得到大于50dB的干扰对消比,不过该系统同样受其关键器件性能的制约.文献[6]针对同车电台互扰抑制问题,提出了结合天线耦合分析的射频互扰对消方案,一定程度上提高了对消系统的收敛速度,但并未进一步分析移相器和衰减器等关键器件对系统性能的影响.

除此之外,近几年射频干扰对消被广泛应用于民用的同时同频全双工系统.文献[7−8]采用了与文献[12]相近的对消方案,利用噪声消除芯片(型号:QHx220)实现了基于最速下降法的正交两路幅度增益的反馈控制,通过幅度调节合成信号的相位完成最终的自干扰信号对消,但该文献中并未给出噪声消除芯片参数影响对消性能的定量分析.文献[9]初步分析了同时同频全双工通信中器件误差引起的幅度和相位误差对最终对消性能的影响.文献[10]较为详细地分析了射频域自适应干扰对消方法的收敛速度和稳态性能,并通过不同参数的实验验证了其性能.文献[11]分析了OFDM 全双工系统中本振相位误差对系统性能的影响,文献[12]针对射频干扰对消系统中时延误差,提出了利用多路时延合并的对消方案.不过,文献[7−12]并未分析射频干扰对消系统中关键的衰减器件响应时间和精度误差对系统收敛时间和对消比的影响,没有能够给出器件误差与收敛时间和对消比之间的闭合表达式.

为此,论文从实际工程实现的角度出发,进一步分析了射频干扰对消系统中关键器件性能参数对系统的影响.收敛速度和对消比是射频干扰对消系统的两个重要性能指标,论文分析推导出了信号延时器和幅度衰减器等器件固有误差,与系统收敛时间以及对消比间的闭合关系式.通过仿真验证了理论推导结果的正确性,表明衰减器响应时间为30µs时,系统达到收敛状态所需时间约为300µs,衰减器精度误差的标准差为0.001时,系统对消比约为65dB.

本文后续内容安排如下:第1节首先分析了现有射频干扰对消模型及其原理;第2节分析了器件精度导致的误差对射频干扰对消系统收敛速度和对消比的影响,推导出了它们之间的闭合关系式;第3节通过计算机仿真验证了论文推导关系式的正确性;最后对论文进行了总结展望.

1 射频干扰对消原理

实现收发频率相近的同车电台同时工作,射频干扰对消是必不可少的关键环节,该过程是以发射电台天线耦合器输入信号为参考,通过调整其相位和幅度,在接收电台天线耦合器与射频通道之间有效对消接收到的互扰信号.

不失一般性,以一发一收两部电台为例,射频干扰对消装置与两部同时工作电台构成的系统如图1所示[1−2].可见射频干扰对消系统的关键在于如何利用输入至发射天线的射频信号sRF(t),无失真地构建出接收信号r(t)中的自干扰成分sI(t),进而反相合并.图中将发射天线耦合器至接收天线耦合器的传播空间及二者连接线等效为发送信号sRF(t)通过的信道h(t),考虑实际系统的因果性,有:

则接收通道的信号r(t)可表示为:

其中,ε(t)表示系统中的加性高斯白噪声.

图1 射频干扰对消系统框图

由于同车电台的收发天线固定,自干扰信道响应h(t)可等价于冲击响应,即对自干扰信号的影响主要是幅度衰减和时延.

针对图1所示的一发一收射频干扰对消,通常采用正交合成的方法估计干扰信号sI(t)的幅度衰减和相位变化.将发送通道的射频信号sRF(t−τ)延时τ后分成si(t)和sq(t)两路,si(t)与原信号相同,sq(t)为si(t)通过90˚移相器的正交分量,其中延时器是估计干扰信号的群延迟,已有文献根据实际线缆长度和天线间距预先估计出自干扰信道的时延[13],再通过两路衰减器调控功率和相位.论文将着重分析衰减器性能对射频干扰对消系统收敛速度和对消比的影响.

2 衰减器误差对系统性能影响的分析

在第1节所叙述的射频对消原理基础上,本节将分析对消系统中关键的延时器和衰减器固有误差对收敛时间和对消比的影响,推导出其闭合关系式.首先,分析图1所示射频干扰对消实现的数学描述,参考信号sRF(t−τ)经延时器后的正交两路si(t)和sq(t),分别通过衰减器wi和wq,再相加得到重建的自干扰信号(t),然后与接收信号r(t)反相合并得到误差信号e(t)(包含期望信号d(t)),而反馈的e(t)再与si(t)和sq(t)共同控制衰减器,实现有效的干扰对消.衰减器参数的反馈计算如图2所示,系统的对消过程如式(3)∼式(5)所示:

图2 射频干扰对消原理图

其中,T∆表示由输出误差反馈控制衰减器的工作响应时间.

可见,上述的干扰对消过程是基于最小均方误差准则,即:

其中,表示模值的平方.

2.1 对消系统收敛过程

假设收发电台均采用QPSK调制,基带码元采用升余弦成型滤波,除工作的载波频率外其余参数均相同.参考信号(即已知的发送信号)si(t)、sq(t)和估计误差e(t)则均具随机性,且si(t)和sq(t)是均值为0,功率为Ps的周期平稳随机信号,如式(7)所示.

其中,ami和amq分别为第m个码元同相和正交分量的幅度,取值为为基带码元成型脉冲.为便于分析,本文假设g(t)为矩形脉冲,即:

下面推导系统对消的收敛过程,为进一步分析衰减误差对系统性能影响奠定基础.假设接收到的自干扰信号为:

其中,为发送信号sRF(t)功率与信道衰减的乘积

根据n(t),d(t)和s(t)的不相关特性[14],可得:

其中,R R R(0)计算如下:

由式(5)可得:

再根据式(11)可得:

假设t时刻的对消误差经历了n次反馈,则有:

当误差反馈控制增益k在合理取值范围内,具体分析可参考文献[14],则t=t0+nT∆时刻系统的对消比ICR(Interference Cancellation Ratio)可表示为:

2.2 衰减器响应时间对收敛速度的影响

由于对消系统中误差反馈放大等器件的响应时间可以忽略,系统收敛速度主要受限于衰减器的响应时间,所以这里仅对衰减器响应时间进行分析.假设衰减器响应时间为T∆,若规定系统达到收敛状态的标准为:ICR≥γdB,则根据2.1节式(17)可得系统收敛所需时间为:

2.3 衰减器系数误差对ICR的影响

又因衰减器误差ε(t)与n(t),d(t),s(t)和c c c(t)不相关,与式(14)推导同理,可得:

同理,经过n次反馈,则有:

参考式(16)和式(17),由式(20)可得衰减器精度误差与对消比ICR的关系式,如下所示:

至此,完成了衰减器响应时间对系统收敛速度,衰减器精度误差对系统ICR的分析,二者的闭合表达式分别如式(18)和式(23)所示.

3 仿真验证

本节分别仿真不同衰减器响应时间和不同精度误差,对射频干扰对消系统收敛速度和对消比的影响,进而验证第2节理论分析的正确性.仿真以一发一收两部电台为例,收发的载波频率分别设为50.4MHz和50MHz,采用QPSK调制方式,传输速率设为200kbps.另外,基带码元采用平方根升余弦成型滤波,其滚降系数设为0.22,射频的非线性三阶交调抑制比设为35dB,发送电台信号功率为1W,即30dBm,收发天线间的隔离衰减为30dB,到达接收天线的期望信号功率设为-75dBm,接收通道噪声功率设为-95dBm,接收天线处的自干扰信号和期望信号频谱如图3所示.由于实际通信指挥车收发天线相距较近,且处于利于电磁波辐射的宽阔区域,自干扰信号主径远大于反射路径,故这里暂不考虑反射多径的影响.本节所有结果均是200次独立仿真所得.

图3 接收电台天线输出信号频谱示意图

3.1 不同响应时间的仿真实验

在上述条件下,设射频干扰对消参考信号功率Ps=-10dBm,反馈误差增益为k=4,为更加贴近实际器件的性能[15],衰减器响应时间取T∆=5µs,T∆=15µs和T∆=30µs三种情况,仿真结果如表1和图4所示.

表1 不同响应时间对消结果

图4 不同响应时间的对消比变化曲线

由表1和图4可见,3种响应时间对系统最终的对消比影响不大,ICR均在100dB左右,而三者的收敛速度相差较大.从表1可以看出,当ICR=60dB时,3种情况所需的收敛时间分别为50µs,154.5µs和300µs,与响应时间T∆大小具有近似整数倍的关系.这是因为,仿真时3种情况的衰减器精度误差均为0,根据式(15)和式(17)知,最终对消比仅由期望信号功率,噪声功率和误差反馈增益决定.另外,将仿真设定的相关参数代入式(18),可得3种情况对应的收敛时间分别为54.62µs,164.21µs和328.32µs,可见仿真结果与理论推导结论相吻合,从而验证了收敛时间闭合表达式的正确性.所以,实际工程中若对系统的收敛速度要求较高,则需要选择响应时间小的衰减器.

3.2 不同精度误差的仿真实验

与3.1节相同,设参考信号功率Ps=−10dBm,反馈误差增益为k=4,衰减器响应时间T∆=5µs,衰减器精度误差取σε=0.001,σε=0.01和σε=0.05三种情况,仿真结果如图5所示.

由图5可知,随着衰减器精度误差的增大,系统的最终对消比会严重下降,误差σε=0.001时对消比为65.7dB,σε=0.01时为45.4dB,σε=0.05时为32.3dB.与3.1节同理,将相应参数代入式(23),计算结果与仿真相匹配,同样验证了理论推导的正确性.由该结论可知,衰减器的精度误差是决定系统对消比的关键因素,在响应时间等满足要求的前提下,实际工程中需尽量采用高精度的衰减器.

图5 不同精度误差的对消比变化曲线

4 结论

针对同车电台射频干扰对消系统,论文首先从理论上分析推导了系统中衰减器响应时间和精度误差对收敛速度和对消比的影响,给出了相应的闭合表达式.在此基础上,通过仿真进一步验证了理论推导的正确性,表明衰减器响应时间为30µs时,系统达到收敛状态所需时间约为300µs,衰减器精度误差的标准差为0.001时,系统对消比约为65dB.可见,衰减器的响应时间与精度误差直接影响了对消系统的收敛时间和对消比,可根据文中推导出的结论确定实际系统所需衰减器的相关参数,为实际应用提供一定的指导意义.不过,论文并未分析延时器等其他器件的影响,下一步仍需进行更为深入的研究.