室内环境下共用收发天线同时同频全双工自干扰信道测量与建模

2015-07-26吴翔宇唐友喜肖势川

系统工程与电子技术 2015年9期

吴翔宇，沈莹，唐友喜，周娟，肖势川

（1.电子科技大学通信抗干扰技术国家级重点实验室，四川成都610054；2.成都信息工程学院，四川成都610103；3.成都泰瑞通信设备检测有限公司，四川成都611731）

吴翔宇1，沈莹1，唐友喜1，周娟2，肖势川3

同时同频全双工技术因能获得更高的信道容量及频谱利用率而得到人们的关注。目前，对单天线收发全双工自干扰信道特性的研究尚未见到。针对此现状，采用基于网络分析仪的信道测量平台，对室内环境下2.6 GHz共用收发天线全双工自干扰信道进行测量与分析。得到了均方根时延扩展与相关带宽的统计模型。分析了天线馈线长度与损耗对自干扰信道的均方根时延扩展造成的影响。结果表明，均方根时延扩展服从对数正态分布；相关带宽大致服从正态分布；相关带宽与均方根时延扩展基本成反比关系；均方根时延扩展随着天线馈线长度的增加而增加。

2.6 GHz；信道测量；室内环境；同时同频全双工；自干扰信道；共用收发天线

0 引言

同时同频全双工（co-frequency co-time full duplex，CCFD）技术能在同一频段上同时收发数据，与时分双工、频分双工方式相比，能够获得更高的信道容量及频谱利用率。在频谱资源异常紧张的今天，日益受到人们的关注［1］。

全双工通信系统目前在结构上主要采用两种方式［2］：一种是收发天线分离，一种是共用收发天线。共用收发天线的全双工系统结构如图1所示，收／发天线通过一个三端口路由选择装置（three port routing device）与收／发单元相连，目前研究共用收发天线的全双工的文献中，三端口路由选择装置一般采用的是环形器。由于环形器端口之间不具有互易性，因此可以将同时同频的发射信号与接收信号进行分离，从而使全双工系统达到共用天线的目的。采用共用收发天线的结构相对于收发天线分离的系统，可以减少收发天线的数目。另外，自干扰信号的能量主要集中在系统的天线端口的反射信号与环形器的泄漏信号上［5］，天线端口的反射信号与环形器的泄露信号经线缆或器件传输，便于确定（可以定量计算或者测量），因此利于降低接收机射频干扰抵消的复杂度。

全双工技术研究的核心就是自干扰信号的消除，目前普遍采用射频域自干扰消除与数字域自干扰消除相结合的方式对自干扰信号进行抑制。一些研究机构如美国加州大学［3］、莱斯大学［4］、斯坦福大学［56］、电子科技大学［7］等在2011～2014年相继进行了CCFD技术的实验验证，从实验结果上看，目前总体抑制能力最好可达110 dB左右［5］。

全双工自干扰信道的传播特性是研究全双工自干扰信号消除的基础。目前针对收发天线分离的全双工自干扰信道模型的有一些研究［8］，然而尚无文献针对共用收发天线的全双工自干扰信道的传播特性进行研究。

共用收发天线同时同频全双工通信系统结构如图1所示。本文对2.5～2.7 GHz频段，采用网络分析仪搭建的频域测量平台，对室内共用收发天线CCFD的自干扰信道进行了测量，分析得到了均方根（root-mean-square，RMS）时延扩展与相关带宽的统计模型，并对天线馈线对RMS时延扩展的影响进行研究。

图1 单天线全双工无线通信示意图

1 测量平台与测量场景

室内环境2.6 GHz共用收发天线全双工自干扰信道的传输特性参数通过信道测量得到。本节详细介绍了测量过程所使用到的无线信道测量平台，并对所测量的场景与测量过程进行描述。

1.1 测量平台

本文所进行的测量是在频域进行的，测量系统如图2所示，包括一台矢量网络分析仪（vector network analyzer，VNA）RS-ZNB8，一个环形器，一个4 d Bi的全向天线。环形器功率流方向为端口1→端口2→端口3→端口1。VNA的发射端口与环形器的端口1相连，发射信号的功率为10 d Bm，扫频范围为2.5～2.7 GHz，扫频间隔为1 MHz，环形器的端口2与天线相连，端口3接VNA的输入端。测试过程中每次扫频时间间隔为1 s。测试的频率响应通过以太网口存储到计算机。为了将真实的多径分量与噪声区分，需要确定噪声门限。为此，选取了大约500个功率时延谱（power delay profile，PDP）样本，去除25%的功率最大值与25%的功率最小值，然后进行平均［10］。

图2 信道测量平台

1.2 测量场景及测量过程

测试地点选择信息产业有线通信产品质检中心（成都）3楼的3个房间A，B，C与一条走廊D，如图3所示。其中A房间选取81个测试点，B房间选取52个测试点，C房间选取66个测试点，走廊D选取90个测试点。房间内有一些木制与铁制家具。

图3 测试场景及平面图

在测试过程中，天线高度h分别设置为1 m，1.7 m，2.5 m。测量时，把天线置于测试点上，每次测试将天线置于不同的高度，测试完成后，将天线移至下一测试点进行测试。另外，天线馈线会对全双工自干扰信道产生影响，为了分析这种影响，在A房间的测试过程中，针对每个测试位置分别选取馈线长度L＝0 m（天线直接与环形器相连）与L＝1.5 m两种情况进行测量。

VNA测量的S参数S21作为共用收发天线全双工自干扰信道的传递函数。201个单频信号的频点均匀分布在2.5～2.7 GHz的带宽内。因此，最小时延分辨率为5 ns，最大可测量时延扩展为1μs。为了降低噪声影响，取10次测量的平均值作为该次测量的数据。一次测量持续几秒钟的时间，在测量期间天线附近无人走动，以使信道不变。

2 信道特性分析度量及测试数据处理及分析

2.1 RMS时延扩展

自干扰信道的RMS时延扩展是衡量全双工自干扰信道传播特性的一个重要的参数，其与自干扰信道的PDP有关。从实验结果来看，不同的馈线长度之间自干扰信道的PDP存在较大的差异，这种差异对研究自干扰消除的方式具有重要的影响。本节首先对不同馈线长度下的PDP之间的差异的原因进行分析，然后分析了馈线对共用收发天线全双工自干扰信道的RMS时延扩展的影响，最后针对不同场景RMS时延扩展给出了相应的统计结果。

2.1.1 时延功率谱

在室内空间任意一点，共用收发天线CCFD自干扰信道h（t，τ）可以用冲激响应建模，表示为

式中，t表示为冲击的观测时间；τ为冲击的应用时间；I为多径数；τi（t）为第i条径到达时间；ai（t）为第i条径的幅度；θi（t）为第i条径的相位；δ为狄拉克函数。

本文采用的测量方法是频域测量。频率响应函数Y（f）通过逆傅里叶变换（inverse discrete Fourier tronsform，IDFT），得到时域冲击响应为

式中，H（f）是2.5～2.7 GHz信道的频率响应函数；w（f）为窗函数，用来降低频谱的泄漏［11］。本文w（f）采用Hanning窗，其旁瓣抑制达43 dB，相对于矩形窗主瓣时延展宽1.4倍［12］。

时域冲击响应h（τ）模值的平方就是时延功率谱P（τ）［13］，表示为

图4是在A房间测试得到当馈线长度L＝0 m（天线直接与环形器相连）与L＝1.5 m时，不同位置下的PDP。从图4可以看出，当馈线长度不同时，其PDP有比较大的差异。当L＝0 m时（天线直接与环形器的2端口相连），只有1条比较明显的主径。当L＝1.5 m时，可以看出有2条比较明显的主径。这是由于发射信号经过环形器后，VNA的接收端接收的信号主要由3部分组成。第1部分是发射信号经环形器泄漏到接收端的泄漏径，泄漏径是由于环形器的自身特性以及环形器与天线之间的馈线的阻抗失配造成的。第2部分是天线反射径，天线反射径是由于天线与馈线之间的阻抗失配而导致发射信号的部分能量反射回接收端造成的。第3部分是空间反射径，空间反射径是由于信号经天线发射到周围空间并经障碍物反射回接收端造成的。当L＝0 m时，天线反射径与泄漏径几乎同时最先到达接收端，这2条径相互叠加，因此在图4（a）中只有1条比较明显的主径。当L＝1.5 m时，天线反射径由于经过馈线造成一定的延迟，因此到达接收端的时间要比泄漏径要迟。这也是图4（b）中有2条主径的原因。

图4 A房间不同馈线长度下的PDP

2.1.2 馈线对RMS时延扩展的影响

馈线长度会对自干扰信道产生影响，进而影响RMS时延扩展。

RMS时延扩展定义为时延功率谱的二阶中心矩，计算公式［13］为

式中

式中，P（τk）是第k条路径分量的功率；τk是对应的时延。

当馈线长度L＝0 m时，在某一位置的RMS时延扩展τ′rms可写成

式中，P（τ′k）是当L＝0 m时第k条路径分量的功率；τ′k是对应的时延。

当L＝l m时，在同一位置的RMS时延扩展τ″rms可写成

式中，P（τ″k）是当L＝l m时第k条路径分量的功率；τ″k是对应的时延。

一般来说，泄漏径到达时间要比其他径的到达时间要早，因此在式（6）和式（7）中，P（τ′1），τ′1与P（τ″1），τ″1分别为L＝0 m与L＝l m时泄露径的功率与到达时间。这里将泄漏径的到达时间作为起始点［14］，τ′1＝τ″1＝0。另外，泄露径的功率与环形器的隔离度相关。环形器的隔离度不仅与其自身特性相关，而且与环形器和天线之间的馈线的阻抗失配相关［15］。如果忽略L＝0 m与L＝l m时外接馈线对环形器端口2的阻抗引起的变化，则在同一测试位置，周围环境不变的情况下，P（τ′1）＝P（τ″1）。假定长度L＝l m的馈线产生的延迟为τ0，损耗为PL。则L＝l m时的天线反射径与空间反射径到达的时延要比L＝0 m时滞后2τ0，损耗为PL2，即当k≥2时，τ″k＝τ′k+2τ0，P（τ″k）＝P（τ′k）×PL2。

式（6）可写为

式（7）可写为

令

将式（10）和式（11）代入式（9）可得到

为了验证上述分析，分别在A房间内选取243个测试点（81个不同位置×3个天线高度（1 m，1.7 m，2.5 m））。在馈线长度L＝0 m与L＝1.5 m两种情况进行测量。当L＝0 m时，τrms＝2.54～2.94 ns，γ＝0.52～0.55，¯τ＝2.59～2.97 ns，τ0≈6.4 ns，PL＝－2.5 d B，经计算τ″rms＝7.80～8.04 ns。实测结果τ″rms＝7.25～8.08 ns。从测量结果可以看出，理论分析的结果与测试结果基本相符。

2.1.3 RMS时延扩展的统计结果

利用采集到的测试点的PDP，根据式（4）计算出每次测量的RMS时延扩展τrms。图5为房间A场景下的L＝0 m与L＝1.5 m时的τrms的累积概率密度曲线。

对不同的场景得到的测试的样本采用柯尔莫洛夫－斯米尔洛夫（Kolmogorov-Smirnov，K-S）检验来分析是否符合对数正态分布。其显著性水平值P如表1与表2所示。从结果可以看出，对应于不同场景，其RMS时延扩展的概率分布可以与对数正态分布较好的进行拟合。

因此，共用收发天线全双工自干扰信道的τrms可用对数正态分布来建模，表示为

式中，τrms（L）为在馈线长度为L时的RMS时延扩展；X（L）为服从N（μ，σ2）的正态分布的随机变量；μ为X（L）的均值；δ为X（L）的标准差。表1与表2分别是不同场景下RMS时延扩展统计表。从结果可以看出，当馈线长度增加时，其τrms的均值也相应增加。

图5 房间A场景下RMS时延扩展累积概率分布及拟合曲线

表1 L＝0 m与L＝1.5 m时，房间A场景下的RMS时延扩展统计表

表2 L＝0时，不同场景下的RMS时延扩展统计表

另外，天线高度对于RMS时延扩展有一定的影响。但是随着馈线长度的增加，这种影响逐渐减小。当L＝0 m时，从图5（a）可以看出，在天线高度为2.5 m的情况下，RMS时延扩展的均值偏小。这是由于当L＝0 m时，泄露径与天线反射径的到达时间几乎相同，如图4（a）所示，这时影响RMS时延扩展的主要是空间反射径。当天线高度较低时（h＝1 m与h＝1.7 m），周围的反射物要比h＝2.5 m（当h＝2.5 m时，天线高度接近天花板的高度）要多，空间反射径也要比h＝2.5 m丰富。因此，RMS时延扩展相对偏小。当L＝1.5 m时，天线反射径与泄露径分离，如图4（b）所示，影响RMS时延扩展不仅有空间反射径，还有天线反射径，由于天线反射径的功率相对空间反射径要大得多，这时，空间反射径对RMS时延扩展的影响退居次要地位，周围反射物对RMS时延扩展的影响相对减弱，因此天线高度对RMS时延的影响相对较弱，如图5（b）所示，其均值随天线高度的变化不是非常明显。

2.2 相关带宽

相关带宽反映了频率响应不发生显著变化的范围。相关带宽是由信道频率响应的复自相关函数得到［17］。任意位置x的信道频率响应的复自相关函数R（Δf，x）可由式（14）计算：

3 dB相关带宽B0.5定义为

式中，k＝0.5。图6为一测试点频率响应的自相关函数。

图6 频率响应的自相关函数

2.2.1 相同场景下，不同馈线长度的相关带宽的比较

根据式（1）和式（2）计算每个测试点的自干扰信道的相关带宽，其中房间A场景的相关带宽的累积分布函数如图（7）所示。采用K-S检验对测试数据的累积分布与对数正态分布的拟合优度进行分析，其显著性水平值P值［21］如表3所示。从表3的结果可以看出不同场景的相干带宽基本上符合正态分布。

一般来说，相关带宽与RMS时延扩展之间存在反比关系［18-19］，即

为了验证上述结论，将房间A内当L＝0 m与L＝1.5 m时的每个测试点所得到的RMS时延扩展τrms与相干带宽B0.5用最小二乘法进行拟合，得到a＝7.51。测试数据与拟合曲线如图8所示。为了检验拟合的性能，采用相关指数R2进行拟合优度分析，即

式中，Yi为B0.5的实测值；ˆYi为通过式（16）计算得到的B0.5的理论值；¯Y为Yi的均值。根据实验数据得到R2＝0.993 7，由此可以看出，相关带宽与RMS时延扩展之间存在较好的反比关系。

图7 房间A内L＝0 m与L＝1.5 m时的相关带宽的累积概率分布及拟合曲线

图8 B0.5与τrms之间的关系

表3 房间A内L＝0 m与L＝1.5 m时的相关带宽B0.5的统计结果

信道的时延扩展控制了频率相干［20］，馈线长度的变化会对自干扰信道的时延扩展产生影响，继而影响相干带宽。从表3可以看出，随着馈线长度的增加，相干带宽逐渐减少。当馈线长度L＝0 m时，自干扰信道的3 dB相关带宽是在47.78～50.88 MHz之间，当馈线长度增加到L＝1.5 m时，其相关带宽减小到17.29～18.50 MHz的范围内。另外，相关带宽与RMS时延扩展之间互为反比例关系，这种关系与一些传统的有用信道的测量的结果相似［1819］。

2.2.2 不同场景下相关带宽的比较

表4为不同场景下L＝0 m时的自干扰信道相关带宽的统计结果。对测试所得的样本进行K-S检验，结果显示相关带宽基本上服从正态分布。K-S检验的显著性水平值P如表4所示。

表4 L＝0 m时，不同场景下的相关带宽B0.5统计表

从表4可以看出，在馈线长度L＝0的情况下，不同的环境，其相关带宽的均值有所不同。另外相干带宽的标准差也不尽相同，相干带宽的标准差反映的是相干带宽的波动大小，走廊环境的相干带宽的波动最大，从图3测试平面图可以看出，走廊环境并不十分规则，不同测试区域的周围的反射体分布变化比较大，可能会对相干带宽影响较大。

3 共用收发天线全双工自干扰信道的特殊性

共用收发天线全双工系统由于采用了环形器对收发信号进行隔离，其自干扰信道与收发天线分离全双工自干扰信道及其一般室内有用信道有着比较大的差异。本节将主要阐述共用收发天线全双工自干扰信道的特殊性，并且将其与另外两种信道的主要参数进行对比，如表5所示。

表5 共用收发天线全双工自干扰信道与其他信道比较

其中，一般的室内信道统计参数来自WinnerⅡ［19］，收发天线分离全双工自干扰信道统计参数来自文献［8］。共用收发天线全双工信道特殊性主要有以下几点：

（1）共用收发天线全双工系统由于采用环形器来实现共用收发天线，其一部分自干扰信号经由天线端口反射以及环形器泄漏到达接收端，另一部分自干扰信号经由空间反射并通过天线馈线、环形器到达接收端，因此共用收发天线全双工自干扰信道特性不仅与周围环境有关，而且与天线、天线馈线与环形器等器件的特性相关。而收发天线分离全双工自干扰信道及其一般室内有用信道则不存在这种情况。

（2）共用收发天线全双工自干扰信道的主径分别为泄露径与天线反射径。随着馈线长度的增加，泄露径与天线反射径的时间间隔逐渐增大。另外泄露径与天线反射径相对比较稳定，其幅度不随测试位置的变化而改变。而对于收发天线分离全双工自干扰信道及其一般室内有用信道来说则不具有这种特点。

（3）共用收发天线全双工自干扰信道的RMS时延扩展随着馈线长度的增加而增加，在馈线长度一定的情况下其分布主要服从对数正态分布。这一点与收发天线分离自干扰信道及其一般室内有用信道不同。

4 结论

本文针对室内场景，在2.6 GHz频段上对共用收发天线CCFD自干扰信道进行了研究。分析了不同馈线长度下的PDP的差异，研究了馈线对共用收发天线全双工自干扰信道的RMS时延扩展的影响，并针对L＝0时的均方时延扩展给出了相应的统计模型，统计结果表明RMS时延扩展服从对数正态分布。然后对不同场景下的相干带宽进行比较，结果显示相干带宽服从正态分布，相干带宽与RMS时延扩展之间为反比关系。这些结果为深入研究CCFD系统的自干扰消除方式奠定基础。

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Measurement and modeling of co-time co-frequency single antenna full-duplex self-interference channel in indoor environment

WU Xiang-yu1，SHEN Ying1，TANG You-xi1，ZHOU Juan2，XIAO Shi-chuan3
（1.National Key Lab of Science and Technology on Communications，University of Electronic Science and Technology of China，Chengdu，610054，China；2.Chengdu University of Information Technology，Chengdu，610103，China；3.Chengdu Tairui Telecommunication Equipment Test Co.，Ltd，Chengdu 611731，China）

The utilization of the spectrum can be improved by using the technologies of co-time co-frequency fullduplex（CCFD）in theory，which has attracted many attentions by researchers.Measurements and characterizations are rarely involved at indoor single antenna self-interference channel of CCFD.Measurements and analyses are performed at 2.6 GHz under typical indoor environment with channel sounder based on vector network analyzer.By analyzing the measurement data，the empirical channel characteristics such as the RMS delay spread and the coherence bandwidth have been extracted.The impacts of the feed line of antenna on the root-mean-square（RMS）delay are studied.Results show that the statistics of RMS delay follow lognormal distribution.The RMSdelay increases with increasing the length of the feed line.The statistics of coherence bandwidth follow normal distribution.It has been confirmed that an inverse relation between the coherence bandwidth and the RMS delay spread.

2.6 GHz；channel measurement；indoor environment；co-time co-frequency full-duplex（CCFD）；self-interference channel；single antenna

TN 929.5 文献标志码：A DOI：10.3969／j.issn.1001-506X.2015.09.29

吴翔宇（1979-），男，工程师，博士研究生，主要研究方向为同时同频全双工通信技术。

E-mail：wuxiangyu2046＠189.cn.

沈莹（1980-），男，副教授，博士，主要研究方向为无线通信系统。

E-mail：shenying＠uestc.edu.cn.

唐友喜（1964-），男，教授，博士，主要研究方向为移动通信。

E-mail：tangyx＠uestc.edu.cn.

周娟（1984-），女，博士，主要研究方向为信号处理、认知无线电通信。

E-mail：zhoujuanbsh＠qq.com

肖势川（1979-），男，工程师，主要研究方向为通信测试技术通信。

E-mail：xiaoshichuan＠cdtr-lab.cn