直流母线上无辅助开关的谐振直流环节软开关逆变器

王强, 陈祥雪, 刘岩松, 王天施, 刘晓琴

(辽宁石油化工大学信息与控制工程学院,辽宁抚顺113001)

直流母线上无辅助开关的谐振直流环节软开关逆变器

王强, 陈祥雪, 刘岩松, 王天施, 刘晓琴

(辽宁石油化工大学信息与控制工程学院,辽宁抚顺113001)

为解决谐振直流环节逆变器的直流母线上设置的辅助开关器件制约了其效率提高这一问题,提出一种新型谐振直流环节软开关逆变器拓扑结构,其直流母线上没串联辅助开关器件和谐振元件,有助于降低辅助谐振电路的损耗和提高效率。此外,与同类型的软开关逆变器相比,与储能电容串联的辅助开关并联了额外的谐振电容,可以进一步降低关断损耗。采用相平面分析法来研究拓扑结构的动力学行为、软开关条件以及设计规则,并建立分压电容的电压偏差量的数学模型。搭建了一台20 kW的实验样机,实验结果表明该软开关逆变器相比于硬开关逆变器,满载时的效率提高值不低于轻载时的效率提高值。因此,该软开关逆变器能降低辅助谐振电路的能耗,保障电能的高效利用。

谐振直流环节;辅助开关;逆变器;软开关;开关损耗

0 引 言

自从20世纪80年代初提出谐振开关-软性开关的概念,吸引了大量的研究人员,成为电力电子领域的研究热点。近年来研究比较集中的软开关逆变器从辅助谐振电路的位置上主要分为谐振极逆变器和谐振直流环节逆变器。其中谐振直流环节软开关逆变电路与其它的软开关逆变电路相比,有许多明显优势,例如结构简单,辅助元件少。尽管该成果未达到完全成熟的程度,但广阔的应用前景已得到公认,谐振直流环节软开关逆变器将成为下一代逆变器的发展主流［1］。

通过分析国内外关于谐振直流环节逆变器的文献,可以总结出目前各种改进的谐振直流环节逆变器在拓扑结构方面仍然需要进一步完善。有源籍位谐振直流环节逆变器的辅助谐振单元中,谐振电感位于直流母线上,造成谐振电感上的损耗较大［2-4］;并联谐振直流环节逆变器的辅助谐振单元中,谐振电感位于直流母线的并联支路上,降低了电感损耗,但是,至少有一个辅助开关器件被设置在直流母线上,导致该辅助开关器件的通态损耗较大,增加了辅助谐振单元的总损耗［5-16］。在拓扑结构上的缺点将导致轻载时谐振直流环节软开关逆变器的效率相比于硬开关逆变器,优势明显;在满载时相比于硬开关逆变器,效率提升较小。设置在直流母线上的辅助开关制约了谐振直流环节逆变器效率提高,这是其在高功率领域应用推广不多的原因之一。

综上所述,为将谐振直流环节逆变器向高功率领域应用推广,研究人员提出了一类直流母线上无辅助开关的谐振直流环节软开关拓扑结构［17-18］,显著特点是谐振电感和辅助开关器件都位于直流母线的并联支路上,有利于降低辅助谐振电路的损耗。此外,该类拓扑结构共同点是有1个辅助开关器件与储能电容串联在直流母线之间的一个支路上,通过该辅助开关器件来控制谐振过程,但是该辅助开关器件没有直接并联电容,当该辅助开关器件关断时,仅依靠逆变器桥臂上的缓冲电容来限制该辅助开关器件关断时刻的电压变化率,这并不能有效降低该辅助开关的关断损耗,而且随着开关频率的提高,它的关断损耗会显著增加,影响逆变器的效率。本文提出了一种新型直流母线上无辅助开关的谐振直流环节软开关逆变器。在拓扑结构方面,与相关文献提出的直流母线上无辅助开关的谐振直流环节软开关拓扑结构相比,本文的拓扑结构中与储能电容直接串联的辅助开关器件并联了谐振电容,有利于进一步有效降低该辅助开关的关断损耗,而且在该辅助开关器件上直接并联谐振电容,相当于增加了直流母线之间等效谐振电容值,也有利于进一步降低逆变器主开关器件的关断损耗,这是本文的拓扑结构在这一类直流母线上无辅助开关的软开关拓扑结构中的优势所在。当然该优势的取得是以增加辅助电路中的器件个数和谐振电流为代价,但是以此为代价,可以进一步有效降低开关损耗,使进一步减小的开关损耗大于辅助电路增加的损耗,从而可以进一步提高效率。

1 电路结构及工作原理

1.1 电路结构

针对设置在直流母线上的辅助开关制约了谐振直流环节逆变器的效率提高这一问题,提出一种直流母线上无辅助开关的新型谐振直流环节软开关逆变器的拓扑结构,如图1所示,由电流型脉冲宽度调制(pulse width modulation,PWM)可控整流器,辅助谐振电路和电压型PWM逆变器电路组成,逆变器的直流电源由电流型PWM可控整流器提供,如图1所示。辅助谐振电路包括电解电容CF1和CF2,谐振电容Cr1,谐振电感Lr,辅助开关器件Sa1和Sa2及其反并联二极管Da1和Da2。PWM逆变器的桥臂上的各开关器件都并联缓冲电容Cs,辅助谐振电路为PWM逆变器开关器件提供零电压开关条件。三相逆变桥的开关器件在直流母线零电压凹槽期间关断或开通,功率器件开关时无电压和电流的重叠,从而降低了开关损耗。为简化分析,做如下假设:1)器件均为理想工作状态;2)负载电感远大于谐振电感,逆变桥开关状态过渡瞬间的负载电流可以认为是恒流源I0,其数值取决于各相电流的瞬时值及逆变桥6个开关器件的开关状态;3)逆变器的6个主开关器件等效为Sinv,主开关器件反并联的续流二极管等效为Dinv,当Sinv导通时,表示桥臂瞬间短路; 4)逆变器的6个缓冲电容Cs等效为Cr2,取Cr2= 3Cs,这是因为逆变器各桥臂上下任意一方的开关器件接通时,都使与其并联的电容Cs短路,正常工作时3个桥臂上的电容相当于3个电容并联。图1所示的新型拓扑结构可等效为如图2所示的电路,Sinv,Dinv和I0组成了PWM逆变器的等效电路,直流电源E和直流侧滤波电感Ld组合在一起等效电流型PWM可控整流器。此外,当直流母线电压为零时,直流电源不向负载传输电能,负载电流通过Dinv续流,如图4(e),图4(f)和图4(g)所示。作为初始条件设电容Cr1的电压uCr1等于0,电容Cr2的电压uCr2等于E,分压电容CF1和CF2的电压满足UCF1= UCF2=E/2,Cr1和Cr2比CF1、CF2的电容值小很多。负荷电流I0以图2所示方向流过,各部分电流电压都以图2所示的方向为正。电路的特征工作波形如图3所示,各工作模式的等效电路如图4所示。

图1 直流母线上无辅助开关的谐振直流环节软开关逆变器Fig.1 Resonant DC link soft-sw itching inverter w ithout auxiliary sw itches on the DC bus

图2 逆变器的等效电路Fig.2 Equivalent circuit of proposed inverter

图3 电路的特征工作波形Fig.3 Characteristic waveforms of circuit

1.2 工作原理

本电路在一个开关周期内可以分为9个工作模式,电路的特征工作波形如图3所示,各工作模式的等效电路如图4所示,其中各模式的直流母线上的电流i1=Id;在模式1,模式2,模式3,模式4,模式8和模式9中,i2=I0,i3=Ib1;在模式5,模式6和模式7中,i3=iLr。该电路中含有3个换能元件Cr1、Cr2和Lr,整个系统用状态变量uCr1、uCr2、iLr表征。选用电感电流iLr分别与电压状态变量uCr1和uCr2组合,形成两个相平面来分析整个电路。

图4 各工作模式的等效电路Fig.4 Equivalent circuits under different operation modes

以模式1为初始状态,电路的工作过程如下:

模式1(t～t0):如图4(a)所示,初始状态,直流母线电流i1分为两部分电流i2和i3,i2流向负载,i3经过Sa1的反并联二极管Da1流向电容CF1,此时Sa1处于开通状态,电路工作在稳态。此时,uCr1=0,uCr2= E,iLr=0。本模式的运动轨迹为一点如相平面图所示。

模式2(t0～t1):在t0时刻,给Sa2触发信号,使其导通,回路状态如图4(b)所示。在Lr的作用下,降低了流过Sa2的电流的上升率,所以Sa2实现了零电流开通。Sa2开通后,Lr承受的电压值为E/2,Lr被充电,流过Lr的电流iLr线性增大,同时流过Da1的电流以同样的速率线性减小,在t1时刻,当iLr线性增大到与电流i3的电流值Ib1相同时,Da1自然关断,模式2结束。本模式的运动轨迹为图5中t0～t1段。Sa2的电流上升率为

本模式的持续的时间为

模式3(t1～t2):如图4(c)所示,从t1时刻开始,Lr继续被充电,iLr继续线性增大,同时流过Sa1的电流从零开始线性增大。在t2时刻,当iLr增大到设定值Ib2时,模式3结束。本模式的运动轨迹为图5中t1～t2段。本模式持续的时间为

模式4(t2～t3):如图4(d)所示,在t2时刻,关断Sa1,在Cr1的作用下,降低了Sa1关断瞬间端电压的上升率,所以Sa1实现了零电压关断。Sa1关断以后,Lr、Cr1和Cr2开始谐振,Cr2放电,Lr和Cr1被充电,iLr继续增大,Cr2的端电压从E逐渐减小,Cr1的端电压从零逐渐增大。Cr2的端电压减小到E/2时,iLr增加到最大值,然后Lr开始放电,iLr开始减小。在t3时刻,当Cr2的端电压减小到零时,Dinv开始导通,模式4结束。本模式的运动轨迹为相平面图中t2～t3段。该模式的曲线运动方程为

将uCr2=E/2代人到式(5)中,可以得到iLr的正向最大值为

本模式中iLr,uCr1和uCr2的表达式分别为

比较式(10)和式(12),可以看出本文的拓扑结构中与储能电容CF1和CF2串联的Sa1直接并联谐振电容之后,关断瞬间电压变化率明显降低,有利于进一步降低关断损耗。

模式5(t3～t4):如图4(e)所示,在t3时刻,Lr承受电压值为-E/2,iLr从Ib2线性减小,当线性减小到与直流母线电流i1的电流值Id相等时,模式5结束。因为在本模式中,Dinv导通,直流环节电压为零,所以在本模式中开通Sinv为零电压开通。本模式运动轨迹为图5中t3～t4段。

模式6(t4～t5):如图4(f)所示,iLr继续线性减小,同时流过Sinv的电流从零开始线性增大,在t5时刻,iLr线性减小到零时,模式6结束。本模式的运动轨迹为图5中t4～t5段。

模式7(t5～t6):如图4(g)所示,在t5时刻,谐振电感承受的电压值仍然是-E/2,iLr开始反向线性增大,二极管Da2导通,当iLr反向增大到设定值Ib3时,模式7结束。因为在本模式中Da2导通,所以在本模式中关断辅助开关Sa2,为零电流关断。本模式的运动轨迹为图5中t5～t6段。

模式8(t6～t7):如图4(h)所示,在t6时刻,关断逆变桥等效功率开关器件Sinv,因为直流环节电压为零,所以为零电压关断。等效开关Sinv关断以后,桥臂恢复正常状态,相当于桥臂上的主开关在直

流母线电压为零的期间内完成了零电压切换。Sinv关断以后,Lr、Cr1和Cr2开始谐振,Cr1放电,Lr和Cr2被充电,iLr继续反向增大,母线电压开始回升。Cr1的端电压从E逐渐减小,Cr2的端电压从零逐渐增大。Cr1的端电压减小到E/2时,iLr反向增加到最大值,然后Lr开始放电,iLr开始减小。在t7时刻,当Cr1的端电压减小到零时,模式8结束。本模式的运动轨迹为图5中t6～t7段。该模式的曲线运动方程为

如果Sa1不并联谐振电容Cr1,那么等效开关Sinv关断瞬间的电压变化率为

比较式(19)和式(21),可以看出本文的拓扑结构中与储能电容CF1和CF2串联的Sa1直接并联了谐振电容之后,逆变器桥臂上的主开关器件关断瞬间电压变化率明显降低,有利于进一步降低主开关器件关断损耗。

模式9(t7～t8):如图4(i)所示,在t7时刻,开通辅助开关Sa1,因为此时Cr1的端电压减小到零,电流开始从Da1流过,所以Sa1为零电压开通。从t7时刻开始,iLr开始线性减小,当iLr线性减小到零时,模式9结束,本模式的运动轨迹为图5中t7～t8段。然后电路返回模式1,开始下一个开关周期的工作。至此,一个开关周期内的电路的曲线运动方程建立完成,可以绘制出相平面上的运动轨迹,如图5所示。

图5 谐振直流环节逆变器的相平面Fig.5 The phase-plane of resonant DC link inverter

1.3 软开关的实现条件及设计规则

1)为保证Sa1实现零电压关断,其关断瞬间的电压变化率必须小于器件允许的电压变化率(d u/ d t)r,即

2)为保证Sa2实现零电流开通,其开通瞬间的电流变化率必须小于器件允许的电流变化率(d i/ d t)r,即

3)为保证逆变器桥臂上的主开关实现零电压开关,软开关逆变器的主开关的切换时刻相比于硬开关逆变器要滞后时间Td,使软开关逆变器的主开关在直流母线电压下降到零以后再开始切换。由图3可知Td被设定以后,需要满足T2+T3+T4≤T d,即

r

4)为保证Sa1实现零电压开通,使Sa1在直流母线电压上升到E以后再次开通。由图3可知Sa1在一个开关周期内处于关断状态的时间Toff被设定以后,需要满足T4+T5+T6+T7+T8≤Toff,即

5)为保证Sa2实现零电流关断,使Sa2在Da2流过反向谐振电流时完成关断。由图3可知Sa2在一个开关周期内处于开通状态的时间Ton被设定以后,需要满足T2+T3+T4+T5+T6≤Ton,即

6)为限制辅助谐振电路损耗,流过谐振电感的最大电流应不大于两倍负载电流最大值I0max。根据式(6)和式(15)可以得到

2 分压电容CF1和CF2电压偏差量的理论分析

在实际应用中,直流母线间串联的两个分压电容很难实现均压,结合各个工作模式分析,下面对一个开关周期中的UCF1、UCF2的变化进行理论分析。其中设n为工作模式的序号,CF1和CF2的电容值相等,任意工作模式的初期CF1和CF2的电压为UCF1n、UCF2n;ΔUCF1n和ΔUCF2n表示在一个开关周期内,第n个工作模式中的分压电容CF1和CF2的电压偏差量。

模式1(t～t0):在该模式中CF1和CF2的初始电压为E/2,它们同时被充电,充电电流为i3=Ib1,充电时间为T1,UCF1、UCF2同时增加。在本模式中,电压变化量为

模式2(t0～t1):CF1被充电,充电电流为i3-iLr; CF2被充电,充电电流为iLr。UCF1和UCF2同时增加。在本模式中,电压变化量为

模式3(t1～t2):CF1放电,流过CF1的电流为iLri3;CF2被充电,充电电流为iLr。UCF1减小,UCF2增加。在本模式中,电压变化量为

模式4(t2～t3):CF2被充电,充电电流为iLr;CF1放电,流过CF1的电流为iCr1。UCF1减小,UCF2增加。在本模式中,电压变化量为

模式5(t3～t4):CF2被充电,充电电流为iLr;CF1既不充电也不放电,流过CF1的电流为零。UCF1不变,UCF2增加。在本模式中,电压变化量为

模式6(t4～t5):CF2被充电,充电电流为iLr;CF1既不充电也不放电,流过CF1的电流为零。UCF1不变,UCF2增加。在本模式中,电压变化量为

模式7(t5～t6):CF2放电,iLr反向,放电电流为iLr;CF1既不充电也不放电,流过CF1的电流为零。UCF1不变,UCF2减小。在本模式中,电压变化量为

模式8(t6～t7):CF1被充电,充电电流为iCr1;CF2放电,放电电流为iLr。UCF1增加,UCF2减小。在本模式中,电压变化量为

模式9(t7～t8):CF1被充电,充电电流为i3-iLr; CF2放电,放电电流为iLr。UCF1增加,UCF2减小。在本模式中,电压变化量为

一个开关周期内,分压电容CF1和CF2的电压偏差量分别为

接下来用ΔUCF1和ΔUCF2分别对Lr,Ib2和Ib3求偏导,来研究Lr,Ib2和Ib3的变化对电压偏差量的影响。

由式(48)可知随着电感值Lr的增大,在一个开关周期内,CF1电压偏差量增大。因此,在满足软开实现条件及设计规则前提下,电感值Lr应尽可能取较小值。

由式(49)可知当0＜Ib2＜2Ib1时,随着电流设定值Ib2的增大,在一个开关周期内,CF1的电压偏差量减少;Ib2=2Ib1时,CF1的电压偏差量达到最小值;Ib2＞2Ib1时,随着Ib2的增大,CF1的电压偏差量增大。因此,在满足软开关实现条件及设计规则的前提下,应满足Ib2=2Ib1。

由式(50)可知随着Ib3的增大,在一个开关周期内,CF1的电压偏差量增大。因此,在满足软开关实现条件及设计规则前提下,电流设定值Ib3应尽可能取较小值。此外,CF1的电压偏差量随着CF1电容值的增大而减小,但与Cr的大小没有关系。

当各电流值使式(51)大于零时,随着电感值Lr的增大,在一个开关周期内,CF2电压偏差量增大,反之则减小。

由式(52)可知当0＜Ib2＜(3Ib1+Id)/2时,随着Ib2的增大,在一个开关周期内,CF2的电压偏差量减少;当Ib2=(3Ib1+Id)/2时,CF2的电压偏差量达到最小值;当Ib2＞(3Ib1+Id)/2时,随着Ib2的增大,CF2电压偏差量增大。

由式(53)可知随着电流设定值Ib3的增大,在一个开关周期内,CF2的电压偏差量减少。此外,CF2的电压偏差量随着CF2电容值的增大而减小,但与Cr的大小没有关系。

3 实验结果

为验证本文提出的直流母线上无辅助开关的谐振直流环节软开关逆变器的有效性,根据图1搭建了仿真模型,进行了仿真验证(仿真参数与实验参数相同),而且还根据图1制作了一台额定功率20 kW的实验样机,输人逆变器直流电压为560 V,该直流电压由PWM可控整流器提供。逆变器的开关频率为20 kHz,输出频率为50 Hz,在综合考虑软开关的实现条件和设计规则,以及分压电容电压偏差量的基础上,器件具体参数选取如下:分压电容CF1=CF2=1 000μF,谐振电容Cr1=0.1μF,缓冲电容Cs=330 nF,谐振电流设定值Ib2=Ib3=20 A。

因为三相逆变器的主开关都并联了电容,其关断可以认为是软关断,所以只需要考虑如何实现主开关的零电压开通。本文采用新型空间矢量脉宽调制(space vector pulse width modulation,SVPWM)方法［15］,把1个开关周期内,3个桥臂上需要零电压开通的3个开关器件同时开通,如果零电压凹槽出现在每个开关周期的初始部分,那么需要零电压开通的3个开关器件就可以在零电压凹槽内同时完成开通,有利于减少辅助谐振电路开关动作次数。

直流母线电压ubus和谐振电流iLr的仿真和实验波形分别如图6(a)和图7(a)所示,在1个开关周期内,直流母线电压形成了1个零电压凹槽,仿真和实验波形与图3的特征工作波形基本一致,符合理论分析,相比于文献［18］中的同类型的直流母线无辅助开关的拓扑结构,本文拓扑结构的直流母线电压波形的零电压凹槽两侧电压不超过直流电源电压,减小了开关器件的电压应力。另外为减小直流母线零电压凹槽对输出波形畸变率的影响,在仿真和实验中,在一个开关周期内的零电压持续时间保持为5μs。辅助开关Sa2开通和关断时的电压uSa2和电流iSa2的仿真和实验波形分别如图6(b)和图7(b)所示,可以看出Sa2开通时,电流iSa2以较低的上升率上升,Sa2实现了零电流开通;Sa2关断时,电流iSa2已经变化到零,然后其两端电压才开始上升,Sa2实现了零电流关断。硬开关逆变器主开关S1开通和关断时端电压和电流的仿真和实验波形分别如图6(c)和图7(c)所示,可以看出S1开通和关断时的电流变化率和电压变化率都很大,开通和关断时,电流实验波形产生尖锋和震荡,电压和电流存在明显的重叠区,开关损耗较大。软开关逆变器主开关S1开通和关断时端电压和电流的仿真和实验波形分别如图6(d)和图7(d)所示,可以看出S1开通和关断时电压电流波形无重叠,是在零电压的条件下完成了切换,相比于硬开关逆变器,开关损耗明显降低。该软开关逆变器在输出频率为50 Hz时的三相的相电流和线电压uab的仿真和实验波形分别如图6(e)和图6(f),图7(e)和图7(f)所示,可以看出该软开关逆变器相电流和线电压的波形依然平滑,经过实验检测,相电流畸变率为1.7%。通过对比图6的仿真波形和图7的实验波形,可以看出仿真波形和实验波形基本一致,验证了该软开关逆变器的有效性。

图6 仿真波形Fig.6 Simulation waveforms

图7 实验波形Fig.7 Experimentalwaveforms

为验证本文提出的直流母线上无辅助开关的谐振直流环节软开关逆变器在效率上的优势,首先将其与两电平三相硬开关电压源逆变器和文献［16］中的直流母线上有辅助开关的并联谐振直流环节两电平三相软开关电压源逆变器进行了效率对比,实验效率曲线如图8所示。可以看出在输出功率P0达到额定功率20 kW时,本文提出的软开关逆变器的实测效率η达到96.2%,相比于硬开关逆变器,效率提高3.4%;在输出功率4 kW时,其实测效率η达到92%,相比于硬开关逆变器,效率提高2.5%,所以相比于硬开关逆变器,本文提出的直流母线上无辅助开关的谐振直流环节软开关逆变器满载20 kW时的效率提高值高于轻载4 kW时的效率提高值。从图8还可以看出直流母线上有辅助开关的谐振直流环节软开关逆变器在输出功率达到额定功率20 kW时,实测效率η达到93.8%,与硬开关逆变器相比,效率提高1%;在输出功率4 kW时,其实测效率η达到91.5%,与硬开关逆变器相比,效率提高2%,所以相比于硬开关逆变器,直流母线上有辅助开关的谐振直流环节软开关逆变器满载20 kW时的效率提高值低于轻载4 kW时的效率提高值,而且满载20 kW时,其效率比本文提出的软开关逆变器低2.4%,原因在于输出功率变大时,直流母线上的辅助开关的损耗大幅度增加,阻碍了效率的提高。

图8 效率曲线Fig.8 Efficiency curve

为进一步验证本文提出的拓扑结构在这一类直流母线上无辅助开关的软开关拓扑结构中效率方面的优势,在相同实验条件下,与文献［17］中的拓扑结构进行了效率对比测试,用两电平三相逆变器进行实验。文献［17］中的拓扑结构直流母线上无辅助开关,与储能电容串联的辅助开关器件没并联谐振电容,文献［17］中的拓扑结构的其他部分与本文提出的拓扑结构相同,这样的效率对比就更能表现出本文的拓扑结构中与储能电容串联的辅助开关器件并联谐振电容之后所带来的逆变器效率上的优势。实验效率对比曲线如图9所示。可以看出在输出功率达到20 kW时,相比于文献［17］的拓扑结构,本文提出的拓扑结构在效率上进一步提高了1.2%,说明了与储能电容串联的辅助开关器件并联谐振电容之后,逆变器进一步减小的开关损耗大于辅助电路增加的损耗,所以效率会得到进一步提高。

图9 效率对比曲线Fig.9 Efficiency comparison curve

4 结 论

本文提出了一种直流母线上无辅助开关的谐振直流环节软开关逆变器,显著优点是其辅助谐振电路中的器件都位于直流母线的并联支路上,降低了辅助谐振单元的损耗,而且与同类型的拓扑结构相比,与储能电容串联的辅助开关并联了谐振电容,有利于进一步降低辅助开关和主开关的关断损耗,提高逆变器效率。通过实验研究得出如下结论:1)该谐振直流环节逆变器的直流母线电压周期性地形成零电压凹槽,使逆变器的开关器件在母线电压为零时完成切换,实现零电压开关;2)辅助开关也实现了零电流开关;3)逆变器输出的线电压和相电流被很好地控制,电流波形为光滑的正弦波;4)在输出功率20 kW的原理样机上得到了96.2%的实测效率,相对于硬开关逆变器和其它同类型的谐振直流环节软开关逆变器,效率有明显提高。

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(编辑:刘琳琳)

Resonant DC link soft-sw itching inverter w ithout auxiliary sw itches on DC bus

WANG Qiang, CHEN Xiang-xue, LIU Yan-song, WANG Tian-shi, LIU Xiao-qin
(College of Information and Control Engineering,Liaoning Shihua University,Fushun 113001,China)

One auxiliary switching device was usually on the DC bus of resonant DC link inverter,which blocked the improvement of efficiency.A novel resonant DC link soft-switching inverter was proposed to solve the problem.Auxiliary switches and resonant elementswere not on the DC bus in the novel topology.It could reduce loss of auxiliary resonant circuit and enhance efficiency.In addition,compared with the same type of soft-switching inverter,extra resonant capacitor was in parallel with auxiliary switch which was in serieswith energy storage capacitors.It could further reduce turn-off loss.The phase-plane analysis technique was established in order to study transient dynamics,soft-switching condition and design rule.Themathematicalmodels for voltage deviation of voltage dividing capacitors were established. A 20 kW laboratory prototype was built.Experimental results demonstrate the value of improvements in efficiency at full load is no less than thatat light load.Therefore,the proposed soft-switching inverter can reduce loss of auxiliary resonant circuit and ensure high power utilization ratio.

resonant DC link;auxiliary switch;inverter;soft-switching; switching loss

10.15938/j.emc.2015.09.004

TM 464

A

1007-449X(2015)09-0023-10

2014-04-08

国家自然科学基金(51207069);辽宁省教育厅科研项目(L2013146);中国博士后科学基金(2013M531349);江苏省博士后科研资助计划项目(1301105C)

王 强(1981—),男,博士,副教授.硕士生导师,研究方向为软开关逆变器的电路拓扑及控制;陈祥雪(1991—),女,硕士研究生,研究方向为软开关逆变器的电路拓扑及控制;刘岩松(1989—),男,硕士研究生,研究方向为软开关逆变器的电路拓扑及控制;王天施(1970—),男,博士,副教授,研究方向为电力系统继电保护;刘晓琴(1975—),女,博士研究生,副教授,研究方向为电力系统故障诊断。

王 强