级联H桥型高压变频器中脉冲编解码技术研究

谢战洪，李海霞，王笑非，高瑛

（1.中国船舶重工集团公司第七一三研究所，河南郑州450015；2.黄河科技学院信息工程学院，河南郑州450062）

1 引言

在机车牵引、矿井提升等场合，都需要使用高压变频器对电机进行变频调速控制，以实现电机的高性能运行；在一些需要电机调速运行的场合，通过使用变频器控制电机转速，还可以起到显著的节能作用［1-4］。目前在6 kV 以上的场合，基于级联H 桥结构的变频器与其他类型的多电平技术方案相比，具有众多优势，因此在市场上占有绝对份额。级联H 桥逆变器的基本思想是将多个变换器单元进行级联，从而输出高压［5-8］。各H桥单元的电容电压可以由独立电源供电，也可以采用一定的算法动态维持。典型的级联H桥型变频器的拓扑结构如图1所示。

图1给出了典型级联H桥型逆变器的拓扑结构，其中输入侧电网电压为6 kV/10 kV，经过多绕组移相变压器后，产生多组彼此电气隔离的三相输出电压，各绕组电压经过二极管不控整流后产生直流电，再经过各H桥逆变后产生交流电。级联H桥型变频器具有如下特点［9-11］。

1）扩展性好。通过增加变压器绕组个数和级联的H 桥单元个数，可以进一步提高电压等级，满足不同功率场合的需求，易于扩展到更大容量中使用，因此具有较好的扩展性。

2）高度模块化。系统主要由移相变压器和各H桥单元构成（一般将三相整流桥与H桥一起集成于一个单元中），因此系统模块化程度高，易于生产和维护，并具有较好的通用性。

3）容错性好。由于系统中各H 桥单元进行级联输出高压，当某个H 桥单元发生故障时，可以旁路该H 桥单元，实现系统的变结构降额运行，提高系统的可靠性和容错性。

4）电容电压易于维持。与其他多电平变换器拓扑相比，级联H 桥型逆变器中，各H 桥单元的电容仅起滤波作用，因此电容电压易于维持，有利于提高系统可靠性。

对于级联H 桥逆变器的调制算法和控制策略等内容已经有很多文献介绍了［12-15］。文献［12］分析了级联H 桥型变频器中的驱动脉冲产生方法，通过推导其脉冲模型，给出了不同优化目标下的优化算法；文献［13］通过将级联H桥型变频器中的不控整流桥换为PWM 整流器，使系统具备了4象限运行能力；文献［14］则采用单相PWM整流器，进一步降低了系统成本；文献［15］讨论了基于级联H桥型变频器的电力系统储能系统，充分验证了级联H 桥型变频器的可行性和良好的扩容能力。但在级联H桥型变频器中，有多个开关器件需要控制，以5级级联的系统而言，系统中共有60 个脉冲信号，当考虑旁路开关、故障状态等通信需求时，所需要的通信量更加巨大。因此需要制定高效、合理、可靠的脉冲传输方案，而目前国内外对该问题的研究成果还鲜有报道。

本文以一套6 kV，5 级级联的H 桥型变频器为例，分析了其中的信号传输需求，研究了其脉冲产生机理，并对其中的脉冲编解码技术进行了阐述，制定了相关的信号协议，并设计了编解码流程和具体硬件电路。对于级联H 桥型高压变频器的开发和应用有较好的参考价值。

2 拓扑结构

级联H桥型变频器的拓扑结构如图2所示，其中输入侧为高压工频6 kV/10 kV交流电，经过移相变压器后得到多个隔离的三相交流电，再经过各自的三相不控整流电路后得到多个独立的直流源，各直流电压基本相同，近似用Udc表示。图2中的系统拓扑图总体包括主电路和控制电路两大类。其中主回路包括激磁涌流柜、多绕组变压器、功率单元（内部包含整流器、逆变器），主要完成功率部分的转换和输出；控制回路包括速度/电压/电流检测、运算电路、PWM 生成及驱动、保护电路等，主要完成整个变频器的闭环控制、实时状态检测和保护。变频器可以拖动三相6 kV/10 kV的同步/异步电机，实现对电机多种模式的控制。

图2 中主电路的内部结构如图1 所示，主要由二极管整流器和多个由IGBT 构成H 桥组成。控制电路独立于主电路，控制电路通过光纤将驱动信号送入各个H桥单元中，从而实现对每个单元中IGBT的控制。控制电路与主电路的连接关系如图3所示。

图2 级联H桥型高压变频器连接图Fig.2 Connections of cascaded H-bridge converter

图3 控制电路与主电路的总连接图Fig.3 Connections between control circuits and power circuits

图3中，控制电路安放于控制柜中，控制柜发出的指令信号通过光纤传入各功率单元中，各功率单元根据得到的指令信号控制内部各开关器件动作，从而实现相应的电压输出，达到控制电机运动的目的。功率单元的信息通过光纤信号回传入控制柜中，这些信息包括温度信号，故障信号等。控制柜据此监控系统各模块的状态，在出现故障等情况时对故障信号进行封锁和完成系统报警等功能。

3 PWM脉冲的产生算法

以级联H 桥型变频器中的任意一相输出电压作为研究对象，其取值为该相中各H桥的输出电压之和。现以A 相第1 级H 桥单元（见图4）的输出电压为研究对象，左、右2个桥臂的输出电压分别为uL(t)和uH(t)，左右桥臂的2 个开关状态互补，开关周期为Ts，以该H桥单元中直流母线电容负极为参考点。用x 表示开关脉冲在1 个Ts内的脉冲宽度，用xL和xR分别表示左右桥臂的脉冲宽度，其取值范围为0到2π。

图4 H桥单元拓扑结构Fig.4 Structure of one H-bridge

以直流母线负端为参考点，则左桥臂的输出uL（t）在以区间［2kπ-π，2kπ+π］时（其中k为整数）可以表示为

其中，xL1和xL2分别表示xL位于竖轴2kπ左右两侧的脉冲宽度，采用对称三角波调制，载波频率为ωc，因此有xL1=xL2=xL/2。

将uL(t)进行周期性拓展，则在区间［2kπ-π，2kπ+π］内时，uL(t)可展开为

其中

式（1）中对于不同的k，xL取值可相同；但是无论k取何值，uL(t)均可表示为式（2）和式（3）的形式，由此可得

上式中，xL时变。同理，右桥臂的输出可以表示为

于是整个H桥的输出uH可表示为

从式（6）可以看出，当左右桥臂的脉冲宽度之和为2π时，可以消去开关频率奇数倍的谐波，且其余开关频率整数倍的谐波相位是载波的函数。

假设此时左右两桥臂的参考电压分别为uref-L(t)和uref-R(t)，则可得两桥臂的脉冲宽度分别如下式：

由式（6）可知，当式（7）、式（8）之和为2π时，可以消去开关频率奇数倍的谐波。因此可得左右桥臂参考电压的关系为

对于级联个数为N 的系统，当各级H 桥的驱动脉冲依次相差π/N 时，可以将等效开关频率提高为原来的2N倍，因此在得出第1级驱动脉冲的情况下，只需要将脉冲依次向后移动Ts/（2N）作为其余各级的驱动脉冲即可。

在实际系统中，PWM 脉冲的产生和相位移动，由相应的PWM生成模块实现，如图5所示。

图5 级联H桥型逆变器脉冲产生及传输Fig.5 Methods for generating and transmitting the pulses

实际系统中，采用可编程逻辑器件实现PWM的生成，实现类似于DSP中的PWM模块功能，开关频率选择2 kHz。系统中使用的晶振为40 MHz，维持一个锯齿波计数器实现2 kHz的中断，其计数最大值Tprd为

计数器最大值的一半为

系统运行时，DSP 通过向PWM 生成模块中写入一个数值cmpr（0≤cmpr≤Thalf-prd）来改变输出的PWM 脉冲波形，通过计数器与cmpr 的比较关系，确定脉冲波形，如图6所示。

图6 生成PWM的原理图Fig.6 Diagram of generating PWM

由图6 所示，当需要改变PWM 信号时，只需要改变cmpr，且cmpr取0～Thalf-prd时，对应的脉冲宽度为0～2π。整个产生PWM的过程仅需要使用参数cmpr，DSP在每个开关周期内向模块写入相应的cmpr即可。

4 PWM脉冲的编码

基于图6 所示的PWM 生成方法产生一个H桥单元的驱动脉冲，采用可编程逻辑器件进行脉冲延迟后，即可以得到各H桥单元的脉冲。设计如图7 所示的脉冲编码协议，对各H 桥单元的驱动脉冲和控制信号进行编码控制。

图7 串行PWM编码协议Fig.7 Protocol of serial PWM encoding

图7 中，完整的一帧数据总共用时10 个Tbit，其中包括1个开始位，1个分隔位，4个数据位和4个停止位。开始位用来标示一帧数据的开始，当系统处于停止状态时，如果检测到信号跳变为0则进入接受状态。4个数据位用来标识左桥臂上管开关状态、右桥臂开关状态、封锁状态、备用信息。分隔位用来将4 个数据位分隔为两组，避免4 个数据位均为高被误判为停止位。使用4个停止位，使系统进入等待数据状态，确保系统可靠进行状态跳转，避免数据接收和解码错误。

由此可得传送帧数据的频率为400 kHz，对于2 kHz 的PWM 信号，带来的PWM 脉冲误差将不超过2/400=0.5%，可以满足系统要求。

5 PWM脉冲的解码

图7中给出了PWM脉冲的编码协议，通过编码可以将PWM信号以及相关的控制信号转化为一条光纤信号进行传输。该光纤信号传送到各H桥单元后，单元内部的解码电路对光纤信号进行处理，由此得到PWM脉冲信号和控制信号。

对PWM 信号的解码使用状态机完成，状态机的流程图如图8所示，计数器m1和m2用来辅助对状态机进行控制，其中m1用以完成信号封锁，m2用来控制接收数据过程。

图8 串行PWM信号解码流程Fig.8 Diagram of decoding the serial PWM signal

串行信号的解码流程为一个典型的有限状态机，主要有6种状态，其状态跳转框图如图8所示。其中input为输入的串行PWM信号，计数器m1用来记录input 持续为高的时间，m2用来控制接收数据的持续时间。

图8各状态的功能和跳转流程如下：1）状态0为等待，如果input为高则进入状态4，如果input为低则进入状态1；2）状态1为接收，由于每帧数据占100个时钟周期，而其中数据存在于前60个时钟周期中，因此读取连续60 个时钟周期的input 数据，该过程由计数器m2控制。当读取完毕后，跳转为状态2；3）状态2为更新，根据接收到的60个时钟周期数据，解析出每个器件的开关状态并进行更新。执行完毕后进入状态3；4）状态3将m2置0后返回状态0，从而开始接受下一帧数据；5）状态4中，将m1加1，若m1小于100则返回状态0，否则进入状态5；6）状态5 为封锁，所有开关器件均被封锁，直到input 为低时，进入状态6；7）状态6 将m1置0 后返回状态0；8）状态机运行过程中，若一直检测到连续100个高电平，则系统将会进入状态5封锁所有PWM脉冲，确保实验系统安全。

根据图8 所示的PWM 脉冲解码流程，可以获得左右桥臂上管的驱动脉冲，利用可编程逻辑器件加入死区后，即可作为驱动脉冲控制各IGBT 动作，实现了PWM 脉冲信号的还原。

6 实验验证

基于本文提出的脉冲编解码算法，采用ALTERA公司生产的CPLD芯片，完成了PWM信号的生成、编码和解码工作。6 kV/600 kW的系统采用5 级级联，每个H 桥单元中直流电容电压为1 000 V，采用1 700 V/300 A的IGBT作为功率开关器件。主控DSP选择TI公司的F28335，DSP通过数据线将数据写入CPLD，实现对系统的控制。

图9 给出了运行过程中的串行编码信号波形，为便于分析和描述，图9中标出了一帧通信数据的开始位置和结束位置，可以看出在开始位置后连续250 ns 时间内，信号为低，此时信号即为开始信号；之后2个250 ns为数据位3和2；之后1个250 ns 为间隔位，其电平为低电平；之后2 个250 ns为数据位1和0；之后4个250 ns为停止位，其电平为高。对比图9 和图7 可知，实验结果与理论设计协议吻合。

图10所示为第1级H桥单元输出的电压波形，其波形中有3种电平，分别为-1 000 V，0，+1 000 V，系统此时的输出频率为50 Hz，基波为正弦。

图9 串行编码实验波形Fig.9 Waveforms of encoded signal

图10 第1级输出电压波形Fig.10 Output of the first H-bridge

图11为此时第1级输出的电压波形的谐波分析。可以看出，虽然IGBT 的开关频率为2 kHz，但是每级H桥的输出电压中，最低次开关频率整数倍的谐波集中在4 kHz附近，这与式（6）的分析结果相吻合，表明按照式（9）给出的参考电压选取方法，可以提高各级H桥单元输出电压的等效开关频率，且达到了优化输出电压谐波特性的目的。

图12 给出了系统5 级级联情况下的输出电压波形。可以看出级联后的输出电压波形最多达11种电平，且波形正弦度高，为进行电机控制、有源滤波等应用提供了条件。图12 还给出了系统接电机空载运行时的电流波形，可以看出电流波形正弦度较高，频率与电压频率相同，表明高压变频器系统工作正常。

图11 第1 级H 桥输出电压的频谱分析Fig.11 Analysis of the harmonic spectrum

Fig.12 变频器输出的电压和电流Fig.12 Output voltage and current of converter

7 结论

随着工业的不断发展和对大容量传动需求不断增加，级联H桥型高压变频器得到了越来越广泛的应用，如何提高变频器的可靠性，降低系统成本，并增强系统的抗干扰性、容错性等指标成为一个重要的研究课题。本文针对级联H桥型高压变频器中的脉冲编解码技术进行讨论，给出了系统的主电路和控制电路连接模型，通过分析脉冲的作用过程，对H桥的输出电压进行了定量分析，并由此提出了相关的采用可编程逻辑器件生成PWM脉冲的算法。针对多路PWM脉冲信号提出了相关的编解码算法，指定了相关的通信协议。实验结果表明，本文提出的脉冲编解码算法正确可靠，将其用于实验样机中，达到了预期效果，对于实际系统的开发和应用有较好的参考价值。

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