电动汽车双转子电机转子位置检测系统的设计*

罗玉涛, 许晓通,梁伟强

(1.华南理工大学机械与汽车工程学院, 广州 510640; 2.广汽集团汽车工程研究院，广州 510640)



2015243

电动汽车双转子电机转子位置检测系统的设计*

罗玉涛1, 许晓通1,梁伟强2

(1.华南理工大学机械与汽车工程学院, 广州 510640; 2.广汽集团汽车工程研究院，广州 510640)

对转双转子电机有两个转子，其内外转子各安装有一个旋转变压器；而普通电机控制器只能接收一路位置传感器信号来实现闭环控制。为此，本文中提出了一种针对双旋转变压器信号的双转子电机转子位置检测系统。该系统将两个旋转变压器输出的信号分别进行解码，再通过合成得到一个内、外转子的相对位置(或转速)，最后将其模拟成后端设备所需的信号输出给电机控制器。本设计采用两个AD2S1200作为前端旋变解码芯片，后端使用STM32F103RBT6作为整个系统的主控单片机，以完成相对角度位置的求解，并将其模拟成类似于增量式光电编码器的脉冲信号输出。该系统已成功应用于某款电动汽车的对转双转子电机控制系统中。试验结果表明，该系统完全满足使用要求，为双/多转子位置检测提供了解决方案。

电动汽车；电机控制；双旋变压器；信号解码；信号合成

前言

自20世纪中期开始, 双转子电机在电动汽车上的应用受到国内外学者的广泛关注[1-8]。目前，双转子电机主要有4种：双转子同-异步电机、鼠笼式双转子电机、对转双转子永磁电机和永磁无刷双转子电机[9]。本文中所涉及的双转子电机为对转双转子永磁同步电机。该电机为将传统永磁同步电机的定子约束解除，形成定、转子均可转动的双转子电机。工作时，内、外转子反向旋转。电机两侧均设计有行星减速机构，具有减速增矩的作用，同时将两端输出轴改变为同向旋转。由力的相对作用可知，当左右的阻力矩不相等时，双转子电机能够自动实现差速功能。双转子电机可直接安装在驱动桥上,代替常规机械驱动桥的传动轴、主减速器和差速器等构件,将动力经万向节传至车轮[8]。

在电机中，常用旋转变压器和光电编码器来检测转子的位置。旋转变压器(简称“旋变”)是一种由定子和转子组成的电磁式传感器。相比于光电编码器，旋转变压器具有高速、高精度、抗干扰性强和能够工作于条件恶劣的场合等优点[10]。

在单转子电机中，只安装有一个旋转变压器来检测转子的位置信息。双转子电机的内、外转子上分别安装有旋转变压器，两个旋变的转子分别安装在电机内、外转子上，定子都安装在机壳上，如图1所示。每个旋转变压器所采集的都是对应转子与定子之间的转角或转速，故双旋变将产生两路信号。然而，普通变频器只能根据一路信号来对双转子电机进行闭环控制[11]。而现有的基于旋转变压器的位置检测方案几乎都是针对单个旋转变压器的场合[12-16]。因此，须要设计一个双转子电机转子位置检测系统(以下简称为“转子位置检测系统”)，将两个旋变信号进行解码，并合成为一个内、外转子的相对角度，最后按照目标格式将其输出给电机控制设备。

该系统设计的关键在于如何尽可能同步地采集到两个旋变的位置信息并进行快速合成，如何在最短时间内输出电机控制器所需的信号，以及如何将车载电机常装有的比较薄的多对极旋变的电角度转变为“机械角度”。本文中，电机控制器要求输入光电编码器格式的转子位置信号，因此转子位置检测系统须要将解算所得的转子位置信息模拟成光电编码器格式的信号传输给电机控制器。

1 转子位置检测系统理论建模

1.1 双转子电机转子位置检测系统功能构成及实现思路

根据输入与输出的要求，双转子电机转子位置检测系统需要采集两个旋变的信号并将其变换为一个表示双转子电机内、外转子相对位置的脉冲信号并输出给变频器的PG卡，以实现闭环控制，如图2所示。因此，双旋变解码系统主要功能构成有旋变信号解算、相对角度合成和脉冲信号模拟3部分。

对旋变信号的解算有专用芯片硬件解算和主控芯片软件解算两种方法。软件解算方法比较复杂，且解算时间较长[15,17]，不适于需要同时解算两个旋转变压器的场合。硬件解算的方法既能提高双转子电机转子位置检测系统的工作频率，又能提高两路数据的同步性。本文中采用专用芯片硬件解算的方法来解算旋变的信号。

1.2 旋变信号解算方法

当外界给予旋转变压器如图3中R2-R4所示的励磁信号时，转动的旋转变压器将输出如S2-S4和S3-S1所示的正余弦调幅波。

设旋转变压器转子 R2-R4励磁绕组两端施加的励磁电压为

UR2-R4=EPsin(wt)

(1)

则旋转变压器定子上的 S3-S1和S2-S4绕组输出电压分别为

US3-S1=E0sin(wt)sinθ

(2)

US2-S4=E0sin(wt)cosθ

(3)

式中：E0为定子上两个绕组感应电动势的幅值，E0=kb·Ep，kb为旋变变比；θ为余弦绕组S2-S4 与转子绕组R2-R4所成的夹角。

旋变-数字转换芯片(简称RDC)，可将旋变输出的正、余弦信号转换成数字输出。AnalogDevices公司生产的RDC芯片AD2S1200具有12位的分辨率，内置有可编程正弦波振荡器，其R/D转换过程是基于Ⅱ型闭环跟踪原理[18]。RDC芯片将接收到的正、余弦电压信号送入乘法器中，从而得到

(4)

(5)

再通过一个减法器，可得到

ΔU=E0sin(wt)sin(θ-ψ)

(6)

对式6所示信号进行检波，得到

ΔU′=Ksin(θ-ψ)

(7)

式(7)所示差值信号经过积分器后移送至压控振荡器。压控振荡器内部会产生数量上与差值信号幅值成一定关系的脉冲序列,可逆计数器对该脉冲序列进行识别并增减计数[19]。由乘法器、检波器、积分器、压控振荡器和可逆计数器组成的闭环反馈系统[20]，使ΔU′逐渐趋于0。当差值ΔU′为0时，θ≈ψ ，此时计数器中的计数值ψ就是旋转变压器转子所对应的电气角度θ。

1.3 相对角度合成方法

为实现对双转子电机进行转矩控制，电机控制器需要内、外转子相对位置的信息。而本文所设计的电机控制器对输入的要求为具有A，B和Z三相的增量式光电编码器信号。因此从光电编码器的角度来分析内、外转子相对角度的合成过程。

增量式光电编码器是一种通过光电转换将输出轴上的机械位移量转换成脉冲的传感器[21]。其输出信号中，A和B为相位上相差90°的脉冲，电机每转一圈输出P个脉冲，其中P为光电编码器的线数。Z相为零位脉冲，每一圈只输出一个脉冲，如图4所示。

电机控制器使用增量式光电编码器实现电机转子位置检测的方法如下[22]:假设电机在静止时转子的初始位置角(电角度)为θ0, 电机的极对数为N, 则从静止开始经过时间t后的电机转子位置φr(机械角)与采集到的脉冲个数m之间的关系为

(8)

在电机控制中，为进行d-q轴坐标变换，常用电角度θr表示电机转子位置，则式(8)可写为

(9)

(10)

在单转子电机中，可以把转子位置的零点和Z相的零点理解为在定子上的同一点。由于光电编码器安装时码盘Z点不一定能对准转子位置计算点，即会产生一个角度差Δφr。在实际使用时，会用补偿角φb对这个角度差进行补偿，φb=Δφr。目前，市面上很多电机控制器都能够对电机进行Z相补偿角的自整定。电机转子的初始位置θ0包含有初始位置距Z相零点的角度φZ0和补偿角φb。从而，φr也可以表示为

(11)

在电机控制器上电后、电机运行前，电机控制器会采用某些方法来检测转子的初始位置，例如在电机上电时, 给电机一个初始状态, 也就是强制给电机三相绕组输入电流, 使电机在这个定子磁场作用之下将转子移到指定位置[22]。电机转子的初始定位在本文中非关键点，限于篇幅不作介绍。

φr=φZ+φb=φZ+Δφr

(12)

θr=θz+NΔφr

(13)

转子的位置角φr与采集到的Z相角φZ、安装偏差角Δφr的示意图见图5。

对于安装了N对极旋转变压器的旋转轴而言，其旋转轴每转过一周，经历N次0～2π电角度变化，其机械转角变化量Δφ与电气转角变化量Δθ有如式(14)的关系：

(14)

将解码所得的电角度转换为机械转角，须先定义机械转角的零点。对于N对极旋转变压器而言，每转过一圈，输出N次“0”。这里可以将“0”理解为对应图5中有N个“Z相零点”，也可以理解为图5的转子上有N个“Z相当前点”。本文中更倾向于后者，因为对于转子为永磁体的N对极同步电机，其转子各极从控制的角度上来说完全相同。也就是说，对于N对极转子，其“转子当前位置”也可以有N个。

因此，可将加电后转子上经过“定子Z相零点”的第一个“Z相当前点”作为机械角度的起算点，即以第一次输出的“0”作为机械角度的零点。于是，机械转角φz与电气转角θz的关系为

(15)

式中：k0为从机械角度零点开始，电角度经过“0”处的次数累加或累减值，k0=0～N-1。

即

(16)

式中i的取值只与机械零位有关，与转动时间无关。

将式(15)和式(16)代入式(12)，得

(17)

此时，转子位置角θr为

θr=θz+N·Δφr+(k0+i)·2π

(18)

分别将式(13)和式(18)代入式(10)坐标变换方程，通过比较可以发现：对于安装有N对极旋转变压器的N对极电机，Δφr唯一时，采用式(15)将多极电角度转换为机械角度，其坐标变换方程不受影响，也就是说变换后的d-q轴唯一。

因永磁体转子各极相同，所以电机控制器对电机的Z相补偿角进行自整定时，总能优先找到式(16)中N个偏差角中最小的Δφr作为Z相补偿角φb。因此，测得Z相补偿角后，机械零点的选取不影响d-q坐标变换，也就不影响电机的矢量控制。

对于本文中所针对的对转双转子电机，实质是将图5中定子的约束解除，即图5中的转子成为对转双转子电机的内转子，而图5中的定子成为外转子。因此，对转双转子电机各转子位置关系图见图7。

内转子的Z相零点与转子相对位置零点(图5中的“转子位置零点”)之间的角度不再是0，而是φs，则转子相对位置φ为

φ=φZ内+Δφr内+φs

(19)

由图7可见：在机壳上，内外转子的Z相零点之间的夹角φ1为固定值；在外转子上，转子相对位置零点和外转子Z相当前位置之间的夹角φ2也是固定值。它们之间的关系为

φs+φ1=φZ外+φ2

(20)

即φs=φZ外+φ2-φ1=φZ外+Δφ12

(21)

其中：Δφ12=φ2-φ1

将式(21)代入式(19)，得

φ=φZ内+φZ外+Δφr内+Δφ12

(22)

对于安装N对极旋转变压器的外转子，同样面临着“零点”的问题。采用式(15)所示的方法，得

(23)

(24)

相应地，有

(25)

(26)

将式(23)～式(26)代入式(22)，得

(27)

式中i+j的取值只与机械零位有关，与转动时间无关。

θ= θz内+θz外+N·(Δφr+Δφ12)+

(k内+k外+i+j)·2π

(28)

电机控制器对双转子电机进行Z相补偿角自整定时，也能优先找到最小的补偿角φb，并且φb为一定值：

φb=Δφr+Δφ12

(29)

对于补偿角φb为定值，不管k内和k外的机械零点各取自何点，将式(28)代入式(10)，坐标转换结果都不变。

若令θ内外=θ内+θ外，k内外=k内+k外，q=i+j，则式(27)可写为

(30)

对比式(17)和式(30)，可以得出：

(31)

式中φ内外即为转动过程中需要不断合成的内、外转子相对角度(机械角)。

若进一步令θ内外=(θ内+θ外)%360，其中%表示取余运算，则各安装有N对极旋转变压器的内、外转子相对转过一周，θ内外也会经过N次“0”，即k内外=0～N-1。因此，可以以某一个θ内+θ外=0值作为相对机械角度的零点，则有

(32)

式中：k内外表示从相对角度φ内外的零点之后，θ内外=0的次数累加或累减值。

1.4 脉冲信号模拟方法

本文研究涉及的电机变频器的位置信号采集须要接入的是增量式光电编码器脉冲信号，为此，须要将上述解码的相对角度进行格式转换。

单片机从旋变解码模块采集到的旋变电角度为12位的二进制自然码格式，也就是说111111111111(即十进制数4095)表示360°。

令线数P=2m，P值越大，控制器所获得角度值越精确，但也意味着模拟脉冲信号的周期越短。下面以P=28=256为例，来说明模拟增量式光电编码器的工作过程。

由于4095+1÷256=16=24，也就是角度值每变化16，则输出一个完整脉冲。由于A相与B相存在90°相位差，因此，将一个完整的脉冲周期如图8所示分成4个阶段来输出(“0”表示输出低电平，“1”表示输出高电平)。

由于16÷4=4=22，因此可以只取角度值的倒数第3和第4位组成新的数J(判断数)。表1为J的组合值及其对应的A和B相的输出组合。从而，可以实现A与B两相的90°相位差。

采用此方法输出A和B相脉冲无须再用其他方式来判断旋转轴的转向，因它能根据角度变化的趋势自动输出A相在前还是B相在前。

表1 最低位及J对应的AB相组合

2 双转子电机转子位置检测系统的设计

2.1 硬件设计

硬件部分前端采用两个AD2S1200作为RDC解码芯片，后端采用STM32F103RBT6作为主控芯片。硬件总体结构如图9所示。

考虑到后端设备不同的需求，STM32模块可通过不同的输出接口输出相对角度。图10为单端转差分电路及其接口的示意图，它能将单片机输出信号转换为RS422电平的差分脉冲信号，可以满足要求输入线驱动型脉冲信号的设备。

2.2 程序设计

程序开始时对单片机各个外设进行相关配置。配置完成之后，MCU不断地从两个RDC芯片中获取解码所得的数据，然后进行相对角度的合成。图11为后端设备要求输入增量式光电编码器脉冲信号时的程序流程图。

3 试验测试

3.1 系统调试

转子位置检测系统调试时，在测试台架上拖动双转子电机或者由变频器在速度模式下控制双转子电机转动，使两个旋转变压器产生正余弦信号。测量转子位置检测系统的输出信号，计算对应速度和位置，与电机输入的理论值相比较，由此来对转子位置检测系统进行调试，测试台架如图12所示。

在此双旋变解码与合成板的激励信号的激磁下，旋转变压器输出了较为理想的正余弦波形,如图13所示。两个解码芯片根据采集到的两个旋变的正余弦信号进行转子位置解算，主控单片机实时地采集两个解码芯片解码所得的数据进行合成，并模拟光电编码器的脉冲输出，其输出的A，B和Z三相脉冲信号如图14所示。

利用示波器的触发功能，能够检测脉冲信号的频率，进而可以换算得到转子的转速。与电机运行转速相对比，可初步判断解码系统的准确性。

通过多组数据采集和换算可做如表2所示的对比。测试所设定的模拟光电编码器线数为384(每极128线)。由表2可见，模拟转换的脉冲信号换算转速与电机给定转速仍有一定误差，其中由Z相触发频率换算的转速与电机给定转速相差较小。电机每相对转过一周才输出一个Z相脉冲，因此，Z相脉冲换算的转速更接近与电机实际运行转速。在位置检测应用中，Z相通常被用作角度计数清零。因此实际应用转子位置检测系统时，转换误差不会持续积累。

表2 运行转速与换算转速对照表

在程序中，使其在每一个工作循环结束时都输出一次脉冲，测此脉冲的频率即可得到转子位置检测系统的工作频率。实验测得，解码系统完成“采集-合成-模拟A，B和Z”这一过程时，其工作周期可降至6 μs，即解码与合成的频率约为166kHz。

3.2 整车应用

目前，双转子电机转子位置检测系统已安装在带对转双转子电机的混合动力汽车上，其驱动系统的构型图如图15所示，图中的双转子电机中的两个虚框为旋转变压器，实物安装图如图16所示。

所使用的电机变频器的PG卡允许输入最高为300kHz的脉冲频率。但受限于解码系统的工作频率，将模拟的光电编码器线数设置为384线，即电机转速为6 000r/min时，转子位置检测系统输出A(B)相脉冲频率达38.4kHz。装车时，各信号线采用双绞屏蔽线，走线尽量不靠近高压线，并将屏蔽层连接至车身进行搭铁，以减小干扰。

在装车试验过程中，PC端通过安川变频器监控软件DriveWizard Plus实时监控变频器采集的电机运行状态数据，如图17所示。通过试验测试，双转子电机转子位置检测系统已成功地使对转双转子混合动力汽车在路面上平稳行驶。

4 结论

针对安装有两个旋转变压器的对转双转子电机具有两路转角、转速数据，而控制双转子电机的变频器只能接收一路转角或转速信号的状况，开发了双转子电机转子位置检测系统。该系统可以获取两个旋转变压器的角度位置数据，并将其合成为相对角度和相对转速，输出给电机控制器，其输出接口能兼容多种设备。

本文中首次提出了将两个多对极旋转变压器的信号进行解码并合成为相对机械角度，为多对极旋变信号的解码、多极电角度转换为机械角度以及角度数据合成为光电编码器脉冲信号提供了理论和实际应用基础。通过试验测试，本系统能够以较高精度为电机控制器提供多轴系统的相对角度数据。

本设计已成功用于安装有双转子电机的混合动力汽车，还可应用于机床、航空航天和机器人等领域。

[1] Kawamura A, Hoshi N, Tae Woong K, et al. Survey of Anti-Directional-Twin-Rotary Motor Drive Characteristics for Electric Vehicles [C]. Proceedings of the Industrial Electronics, Control, and Instrumentation, 1996, Proceedings of the 1996 IEEE IECON 22nd International Conference on, F 5-10 Aug 1996, 1996.

[2] Kawamura A, Yokoyama T, Kume T. Anti-Directional-Twin-Rotary Motor Drive for Electric Vehicles [C].Proceedings of the Industry Applications Society Annual Meeting, 1994, Conference Record of the 1994 IEEE, F 2-6 Oct 1994, 1994 .

[3] Okubora T, Suhama M, Kawamura A. Traction Control Characteristics of 4WD Vehicle with Anti-Directional-Twin-Rotary Motor [C]. Proceedings of the Power Conversion Conference, 2002 PCC-Osaka 2002 Proceedings of the, F 2002, 2002.

[4] Sinha S, Deb N K, Mondal N, et al. Design and Performance of a Single Stator, Dual Rotor Induction Motor [C]. Proceedings of the Power Electronics and Drive Systems, 2007 PEDS '07 7th Interna-tional Conference on, F 27-30 Nov. 2007, 2007 .

[5] Ansari M N, Singh A K, Kumar P. Performance Analysis of A Hybrid Dual Rotor Motor for Electric Vehicle Application [C]. Proceedings of the Electrical Machines (ICEM), 2012 XXth International Conference on, F 2-5 Sept. 2012, 2012 .

[6] Sameer N, Prashanth S A, Dalai A, et al. Design and Optimization of Dual Rotor Motor for Electric Vehicle Application [C]. Proceedings of the Power Electronics, Drives and Energy Systems (PEDES), 2014 IEEE International Conference on, F 16-19 Dec. 2014, 2014.

[7] 周斯加, 罗玉涛, 黄向东. 双转子电机混合动力汽车驱动特性研究 [J]. 中国机械工程, 2008(16): 2011-2015.

[8] 罗玉涛, 旷鹏, 刘延伟. 对转双转子电机在电动汽车上的驱动特性 [J]. 华南理工大学学报(自然科学版), 2008(2): 7-12.

[9] 余海阔, 陈世元, 王耀南. 双转子电机及其应用的分析 [J].电机技术, 2009(5): 1-4.

[10] 王文中. 旋转变压器及其R2D电路的研究 [D].杭州：浙江大学, 2008.

[11] 赵争鸣, 袁立强, 孟朔, 等. 通用变频器矢量控制与直接转矩控制特性比较 [J]. 电工技术学报, 2004, 19(4): 81-84.

[12] 罗德荣, 周成, 黄科元, 等. 基于AD2S1200的旋变接口电路设计及信号处理 [J]. 电力电子技术, 2008(8): 68-70.

[13] 沈祝山, 杨笃伟, 杨东升. 数字/旋转变压器转换模块及其外围电路设计 [J]. 电子技术应用, 2001(1): 77-8.

[14] 邹旭. 旋转变压器信号处理与设计 [D].武汉：华中科技大学, 2008.

[15] Hou C C, Chiang Y H, Lo C P. DSP-based Resolver-to-Digital Conversion System Designed in Time Domain [J]. Power Electronics, IET, 2014, 7(9): 2227-32.

[16] 徐奇伟, 崔淑梅, 匡志. 双机械端口电机的测速用旋转变压器控制系统设计 [J]. 中国科技论文在线精品论文, 2012, 5(16): 1563-1567.

[17] 刘仕钊. 一种高精度、低成本旋转变压器信号解算器设计 [J]. 微特电机, 2011(10): 10-12.

[18] Devices A. AD2S1200: 12-Bit R/D Converter with Reference Oscillator [M]. 2003.

[19] 袁保伦, 陆煜明, 饶谷音. 基于AD2S82A的多通道测角系统及与DSP的接口设计 [J]. 仪表技术与传感器, 2007(3): 54-55.

[20] 储海燕, 许刚. 基于AD2S1200的旋转变压器解码电路的设计 [J]. 科学技术与工程, 2012, 20: 5044-5047.

[21] 陈浩. 基于增量光电编码器永磁同步电机初始定位研究 [J]. 科技风, 2014(18).

[22] 陈荣, 严仰光. 永磁电机的转子位置检测与定位 [J]. 中小型电机, 2003(3): 61-65.

Design of Rotor Position Detection System for Dual Rotor Motor in EVs

Luo Yutao1， Xu Xiaotong1& Liang Weiqiang2

1.SchoolofMechanical&AutomotiveEngineering,SouthChinaUniversityofTechnology,Guangzhou510640；2.GACAutomotiveEngineeringInstitute,Guangzhou510640

The oppositely rotating dual-rotor motor has two rotors, with a resolver/transformer for each of the inner and outer rotors, and conventional motor controller can only accept one position sensor signal to achieve closed-loop control. In view of this, a rotor position detection system for dual-rotor motor is proposed in this paper. With the system, the signals output from two resolver/transformers are decoded respectively and synthesized to obtain a relative angle (or rotating speed), which is then simulated into a signal the rear-end device needs and sent to motor controller. Two pieces of AD2S1200 are used as the front-end decoding chip and there is a STM32F103RBT6 in rear-end used as the master microcontroller of the system to fulfill the solution of the relative angle, which is again simulated into a pulse signal output similar to that of an incremental photoelectric encoder. The system has been successfully applied to the control system of dual-rotor motor in an electric vehicle. Experimental results show that the system fully meet the operating requirements and provides a solution scheme for dual / multi-rotor position detection.

EV; motor control; dual-resolver/transformer; signal decoding; signal synthesis

*国家863计划项目(2012AA110702)、华南理工大学中央高校基本科研业务费(2015ZP012)和广东省科技攻关项目(2014B010127001和2015B010119002)资助。

原稿收到日期为2015年5月15日，修改稿收到日期为2015年7月31日。