短波接收机前端中频、镜频高抑制比电路设计

陈永泰，黄 杨，黎 琴，孙长景，程 龙，臧 滨，唐 静

(1.武汉理工大学 信息工程学院，湖北 武汉430070;2.常州国光数据通信有限公司，江苏 常州213000)

随着现代无线电通信设备的日益增多，相互间的邻道串扰及外界电磁杂波干扰，会导致短波电台性能变差，严重时甚至会产生阻塞而无法正常工作［1-2］。这些都对无线电接收机高频前端电路的抗干扰能力提出了更高的技术指标要求。在接收机前端电路中，大多数设计都是利用分段滤波器或单级电调谐滤波器来进行接收机前端中频、镜频抑制和杂散处理，难以满足高抑制比指标的要求。也有设计在预选滤波器后再加一级低通滤波器，虽然能进一步提高镜频抑制比，但对于中频抑制比及更高的镜频抑制比仍难以满足。笔者采用跟踪选频滤波器、逆切比雪夫陷波滤波器、5阶巴特沃斯低通滤波器三级滤波方式，通过各滤波器截止频率的配合得到能对中频、镜频杂散高度抑制的滤波器系统。

1 镜频、中频干扰与前端噪声分析

镜像信号与接收有用射频信号关于本振频率对称，其与有用射频信号的频率差的绝对值等于两倍的中频频率［3］。混频过程如图1 所示，本振信号、输入信号、输出信号的频谱分别为FL(ω)、FS(ω)、FO(ω)。

本振为单一的频率信号，其频谱为［4］：

有用信号与本振混频后的输出频谱为：

图1 接收机频谱转换示意图

同样，镜像信号与本振混频后的输出频谱为：

由图1 可知，在混频时，镜像信号同样被转换至中频频率，该信号与有用中频信号叠加在一起，直接对有用中频信号造成干扰且不能被消除。因此，抑制镜像干扰的办法就是在混频前抑制镜像信号，且为了能使接收机在恶劣的接收环境中仍能具有较佳的接收性能，一般要求前端镜像抑制滤波器对镜像信号的抑制率达到70 dB 以上。

中频即经混频“搬移”至中频频段的信号［5］，笔者所设计接收机的中频频率为41.4 MHz。接收的信号经过混频中频滤波后，输出中心频率为41.4 MHz 的窄带信号，窄带之外的信号都被滤除，若恰好有一干扰信号的频率为41.4 MHz，而前端电路又对该信号无抑制作用，则该信号会直接通过混频和中频滤波器叠加在有用中频信号上。有时中频干扰信号的能量可能远高于有用信号。若前端不对中频信号进行抑制，则有用信号将受到极大干扰，甚至完全被淹没。因此，在设计短波接收机前端滤波电路时，应采取措施，抑制镜频与中频干扰信号［6］。

前端滤波电路的主要噪声为热噪声，噪声电压的均方值取决于滤波电路的通频带：

其中：k为波尔兹曼常数;T为电阻的绝对温度值;R为电阻值;B为带宽或电路的等效噪声带宽［7］。易知，影响滤波噪声的因素为温度T和检测带宽B，故可通过降低工作温度和电路带宽提高滤波电路输出的信噪比。此外，在接收机中，射频信号要经过前端滤波电路、低噪声放大器、混频器、晶体滤波器和中频放大器等单元模块，而每个模块都有固有噪声，经过传输后都会使输入信噪比变差，其总的噪声系数为：

由此可见，影响系统的总噪声取决于第一级的噪声系数，后面各级影响较小，因此选择噪声系数小的滤波电路和前级低噪声放大器及减少电路的带宽是降低回路总噪声的关键。

2 接收机前端滤波放大电路设计

图2 所示为所设计的短波接收机高中频前端电路的结构图。天线感应的微弱信号经前端滤波放大电路与选频后的短波信号混频产生中频信号，经晶体滤波器后选出高中频信号由三级中频信号进行放大，再由数字解调板对中频信号进行采集、数字下变频和解调输出。

短波接收机前端滤波放大电路由数控跟踪预选滤波器、逆切比雪夫陷波滤波器、低噪声放大器和5 阶巴特沃斯型低通滤波器组成，接收波段为1.5 ～30 MHz，其结构图如图3 所示。

图2 数控短波接收机高中频前端电路框图

图3 短波接收机前端滤波放大电路结构图

数控跟踪选频滤波器采用带抽头的初级电感耦合双调谐回路，利用变容二极管来改变各带通滤波器的中心频率，从而实现对接收到的短波无线电信号的跟踪电调谐。两级低噪声放大器均采用VGA 控制，使其放大倍数既可以设置为固定值也可以与后端结合实现自动增益控制。

图3 中低噪声放大器选用噪声系数为0. 9 dB，三阶互调参数为30 dB，1 dB 压缩为20 dB 的高性能放大器来减少电路噪声。

笔者设计的短波电台工作频率范围为1.5 ～30 MHz，中频信号为41.4 MHz，且本振的工作频率范围为42.9 ～71.4 MHz，那么镜像频率范围为84.3 ～112. 8 MHz。镜像频率远离工作频率范围，故滤除镜像干扰需要一个截止特性较好的低通滤波器，而中频干扰41.4 MHz 则需要一个具有较好陷波点的低通滤波器，笔者采用陷波频点为41.4 MHz 的逆切比雪夫陷波低通滤波器滤波，由增益可控的低噪声放大器放大后，再次通过截止频率为31 MHz 的巴特沃斯低通滤波器。选用在短波范围内具有极小的插入损耗和带内波动的逆切比雪夫型低通滤波器，而巴特沃斯型低通滤波器则具有通带内插入损耗小且带内平坦，输入、输出阻抗匹配的优点。

巴特沃思低通滤波器是以巴特沃思函数作为滤波器的传递函数，以最高阶泰勒级数的形式逼近滤波器的理想矩形特性。其幅频特性为：

式中：n为滤波器的阶数;ωc为滤波器的截止角频率，当ω=ωc时，|H(ω)|2=0.5，因此，ωc对应的是滤波器的-3 dB 点。

由式(6)易求得巴特沃斯低通滤波器的衰减函数为［8］：

由式(7)可进一步确定滤波器的阶数n，即：

当ωc=1 时：

式中：ωs为阻带截止频率;as为阻带衰减，as=-20 lg|H(ωs)|。

由以上分析可知，在给定通带截止频率ωc，阻带截止频率ωs，阻带衰减as的情况下，可以求出该巴特沃斯滤波器的传递函数H(s)，在信源内阻Rs与负载内阻Rl相等的情况下，通过对H(s)进一步数学变换求得滤波器的归一化原件值gn(n=1，2，…，n值由式(8)决定)，归一化的元件值所对应电路的截止频率ωc=1，特征阻抗R=1，再通过滤波器截止频率变换和滤波器特征阻抗变换得到实际电路中的原件值［9］。对于逆切比雪夫滤波器，其设计方法与巴特沃斯型类似。

图4 和图5 分别为逆切比雪夫型陷波滤波器和5 阶巴特沃斯型低通滤波器的电路结构图。逆切比雪夫型陷波滤波器的陷波点设计在中频频点41.4 MHz 处，其截止频率应略高于30 MHz，在上述前提下可保证带内的平坦度，否则会造成接收频率高端衰减大，滤波器的输入输出阻抗要与前后模块相匹配，通常设计在50 Ω，后端巴特沃斯低通滤波器的截止频率同样设计高于30 MHz，阻抗与前后匹配。

图4 41.4 MHz 逆切比雪夫型陷波滤波器电路

图5 5 阶巴特沃斯型低通滤波器电路

由图6 和图7 可知，在不考虑数控跟踪预选滤波器和ADS 仿真的理想情况下，设计的前端滤波电路对中频41.4 MHz 的抑制程度达到81 dB，对84.3 MHz 之后的镜频干扰信号抑制程度达到70 dB，符合设计要求。需要说明的是，接收机前端滤波电路之后的中频晶体滤波器对镜频信号会有进一步的抑制效果。

图6 两种类型滤波器ADS 仿真图

图7 两种滤波器级联后的整体电路ADS 仿真图

3 指标测试

采用图8 所示测试电路按照国家标准(GB/T 6934 -1995)对接收机进行测试。接收机的测量必须有一个标准的信纳德(SINAD)［10］：

在标准试验调制时，S为有用信号，N为噪声，D为失真，测量时，标准信纳德为12 dB。

图8 电路测试连接图

给定接收机1.5 ～30 MHz 范围内的一个工作频率信号，在保证试验调制产生标准信纳德的情况下，测出接收机不同频率下的基准灵敏度。给定同一个工作频率信号，在不加无用中频信号的情况下，得到接收机的输出电平u1。给定接收机一个41.4 MHz 无用中频信号，调整射频信号发射器的输出电平uo，使得接收机的输出电平u2与u1相同，此时uo与基准灵敏度的比值即为此频率的中频抑制比。镜频抑制比的测量方法与中频相同。笔者用两种不同的接入方式来测试接收机的特性，方式一为只接入数控跟踪预选滤波器(即一般接收机的前端滤波电路);方式二为在数控跟踪预选滤波器后加上逆切比雪夫型陷波低通滤波器、可控增益低噪声放大器和5 阶巴特沃斯型低通滤波器组成的组合电路(即接入笔者设计的前端滤波放大电路)，测试结果如表1 所示。

表1 短波接收机测试结果

4 结论

由测试结果可知，加入逆切比雪夫型陷波低通滤波器、可控增益低噪声放大器和5 阶巴特沃斯型低通滤波器组成的组合滤波和低噪放大电路后的短波接收机，具有较高的灵敏度，也使得短波接收机的镜频、中频抑制比性能得到了明显提高。所设计的短波接收机前端滤波电路已实际应用于图2 所示的数控短波接收机高中频前端系统中，经过测试可知，短波接收机的灵敏度和中频、镜频抑制比指标均超过国家一级机的技术标准，综合性能得到了提高。

［1］周万幸.天波超视距雷达发展综述［J］. 电子学报，2011，39(6)：1373 -1378.

［2］伍越. 基于ADS 的接收机射频前端的研究与设计［D］.哈尔滨：哈尔滨工程大学图书馆，2012.

［3］陈永泰，刘泉. 通信电子线路原理与应用［M］. 北京：高等教育出版社，2011：76 -98.

［4］邵耀华.无线接收机中镜像抑制滤波器的设计与实现［D］.西安：西安电子科技大学图书馆，2011.

［5］METELEV S A. Modification of the Watterson model of the ionospheric HF radio communication channel for adaptive spaced reception［J］. Radiophysics and Quantum Electronics，2012(1)：1 -12.

［6］陈永泰，孙长景. 提高镜频与中频抑制比指标的短波接收机前端滤波器［P］. 中国：CN201320067504.6，2013.

［7］苏丽娟.短波接收机前端跟踪选频滤波器的研究与实现［D］.武汉：武汉理工大学图书馆，2013.

［8］LATIF M，SALFI A U，SHAFIQUE M Q，et al. Synthesis and full-wave EM simulation of ku -band direct-coupled 10th order dual-band zolotarev bandpass filter and performance comparison with chebyshev band-pass filter［C］∥IEEE Satellite Telecommunications (ESTEL). ［S. l.］：［s. n.］，2012：1 -4.

［9］MICHAEL R，MASSE，MICHAEL B，et al. Adaptive coding for frequency - hop transmission over fading channels with partial-band interference［J］. Transactions on Communications，2011，59(3)：854 -862.

［10］HUANG Y，CHEN Y T，CHENG L，et al，Design of high stability of DDS signal source for laser frequency shift［C］∥EI Applied Mechanics and Materials.［S. l.］：［s. n.］，2014：876 -882.