一种新型的共用滞后桥臂的零电压开关混合型变换器

袁 文 沙德尚 于梦园

一种新型的共用滞后桥臂的零电压开关混合型变换器

袁 文 沙德尚 于梦园

（北京理工大学自动化学院 北京 100081）

本文提出了一种新颖的实现滞后桥臂软开关的全桥混合型变换器。半桥 LLC与全桥共用一个滞后桥臂，保证该桥臂开关管实现全范围的ZVS，LLC输出回馈到直流母线侧，变换器工作在恒定频率，总的输出由全桥通过移相来控制。同时使开关频率大于谐振频率，LLC输出功率在满足软开关情况下尽可能小，可有效降低损耗。最后研制了一台 3kW样机，验证了该方案的可行性，实验结果表明滞后桥臂能够实现全范围的软开关。

全范围 软开关 共用滞后桥臂 恒频

1 引言

加热电源需要输出很大的电流，在短时间内通过电阻丝发热达到所需的温度。作为隔离式 Buck变换器，全桥在低压大电流输出场合得到了广泛的应用。但传统的移相全桥并不能实现全范围的软开关，尤其在轻载时，由于漏感中能量少，不足以抽走滞后桥臂即将开通的开关管上结电容（或附加电容）的电荷，并给同一桥臂将要关断开关管结电容（或附加电容）充电[1-2]。这就使传统移相全桥变换器在负载变化较大的场合下工作效率有所降低，并限制了其使用范围。为了解决轻载时滞后桥臂软开关问题，国内外学者已提出了很多方法。文献[3]采用了一次侧串联饱和电感的方法，但会给变换器的小型化和整体化带来困难，同时漏感的引入会使占空比丢失更严重。文献[4]提出一种改进的电流倍流整流的移相全桥电路，能够实现滞后桥臂更宽范围的ZVS，该拓扑的一个特点是轻载时容易实现滞后桥臂的软开关，重载时容易实现超前桥臂的软开关。文献[5-6]增加了有源网络，实现宽范围的软开关。由于有源器件需要额外的驱动电路，使得系统变得更加复杂。文献[7]将辅助网络并联在变压器中点和地之间，利用主变压器电压和辅助网络电压两者互补的特点，不但拓宽了软开关范围，而且能减小重载下的导通损耗。文献[8]通过添加一个对称的无源辅助网络，实现了滞后桥臂从空载到满载的软开关。文献[9]通过轻载时增加滞后桥臂死区时间来实现软开关，在不添加其器件的情况下取得了较好的效果。文献[10]提出了一种实现宽范围ZVS的方法，但LLC电路中的能量仅在环流时传递到二次侧。文献[11]提出了一种高效的全桥半桥混合式变换器，全桥和半桥共用一个滞后桥臂，通过半桥 LLC谐振电路的作用，能实现滞后桥臂全范围的ZVS。全桥的输出和LLC谐振的输出串联，开关频率恒定，LLC谐振输出开环，因此当输出电压要求很低时，失去了调节能力。

为了适应低压大电流输出应用，本文采用LLC谐振电路与全桥电路共用滞后桥臂来解决轻载时软开关的问题，同时将 LLC的输出回馈到直流母线侧，从而避免了LLC输出不可控的问题，同时提高了轻载时变换器的效率。

本文首先详细分析了该变换器的工作原理，然后讨论具体参数的设计和选取原则，最后通过一台3kW的原理样机验证了理论分析的正确性。

2 工作原理

图1所示为本文所采用的拓扑结构。全桥由四个开关管 S1、S2、S3、S4和变压器 TR1以及二次整流管 VDR1、VDR2和滤波电感 Lf、负载组成；半桥LLC谐振电路由共用的滞后桥臂S2、S4和谐振电感Lr、谐振电容 Cr、变压器 TR2以及整流管 VDR3、VDR4组成。

图1 新型变换器的拓扑结构Fig.1 Circuit diagram of the proposed converter

图2 给出了该变换器的主要波形图。为了便于分析，假定所有元器件都是理想状态，包括开关管、二极管、电容和电感等。二次滤波电感足够大，在一个周期内，可视为恒流源。C1=C3=Clead，C2=C4=Clag。

图2 变换器的主要波形Fig.2 Key waveforms of the novel ZVS converter

在半个周期内，一共有七个模态：

（1）模态1[t0～t1]。如图 3a所示。t0～t1时刻，开关管S1和S4导通，二次侧二极管 VDR1导通，能量传递到二次侧。该阶段一次电流可近似表示为，t0≤t≤t1，n1为变压器电压比，Io为输出电流。同时 VDR4导通，LLC中能量流向直流母线侧。

（2）模态 2[t1～t2]。如图 3b所示。t1时刻后，开关管 S1关断，此时二次电感与一次漏感等效于串联，工作在恒流模式，一次电流基本没有大的变化，以恒定的值分别给结电容C1、C3充放电。

图3 各工作模态的等效电路图Fig.3 Equivalent circuits for each operating mode

（3）模态 3[t2～t3]。如图 3c所示。在t2时刻，电容的充放电完成，S3两端电压已经降为零，此时开通S3，实现了软开通。一次电流由开关管体二极管 VD3续流，电路处于环流状态，该电流可近似认为恒定值。为了保证超前桥臂软开关，死区时间tdead应满足：tdead＞t12。

（4）模态4[t3～t4]。如图 3d所示。t3时刻，开关管 S4关断，变压器一次漏感的能量和 LLC谐振电路中的能量给滞后桥臂的结电容充放电。轻载时，漏感中能量不足，一次电流 ip1不能完全实现对 C4、C2的充放电，此时，谐振电流ip2通过C4和C2，直至C4两端电压上升为 Vin，C2两端电压降为零。因为一次电流 ip1很小，电容 C4、C2充放电的完成主要由谐振电流ip2决定。到 t4时刻，充放电已完成，该模态结束。

（5）模态 5[t4～t5]。如图 3e所示。在t4时刻，电容C2两端电压VC2变为零，开关管体二极管 VD2导通，此后开通 S2，就能实现滞后桥臂的软开通。二次侧二极管 VDR1和 VDR2同时导通续流，AB两点的电压变为-Vin，一次电流开始以恒定斜率减小。该阶段有如下两种情况：①若漏感中能量足够大，即 S2开通时间在一次电流 ip1反向前，当一次电流ip1完成对C4、C2的充放电后，VD2自动导通，此时ip1和LLC谐振电流ip2共同经 VD2回馈到直流母线侧；②若漏感中能量很小，即S2开通时间在一次电流 ip1反向后，当一次电流 ip1和 LLC谐振电流 ip2完成对C4、C2的充放电后，由于t4时刻，一次电流较小，漏感在电压-Vin作用下，电流很快反向。全桥一次电流ip1表达式为

（6）模态 6[t5～t6]。如图3f所示。在 t5时刻，一次电流下降到零并开始反向，此时一次电流不足以提供负载电流，因此二次侧二极管 VDR1和VDR2同时导通。电源电压反向加在漏感上，一次电流反向线性增加。

同时 LLC中的谐振电流 ip2下降到等于励磁电感的电流iLm后很快反向，其二次二极管 VDR4开始导通。到t6时刻，全桥一次电流达到折算到一次侧的负载电流，该模态结束。此时，VDR1关断，VDR2流过全部负载电流。

（7）模态7[t6～t7]。如图3g所示。t6时刻过后，能量由一次侧传递到二次侧，一次侧电流可表示为。变压器开始另半个周期的工作，其工作情况类似于上述的半个周期。

3 相关理论分析

3.1 ZVS实现条件

由于移相全桥在轻载时，滞后桥臂不易实现软开关，所以只要能够实现负载最轻时的软开关，就能保证实现全范围的软开关。为了便于分析，规定负载最轻时负载电流为 Iomin。假设全桥漏感很小，且轻载时一次电流也很小，因此本文忽略漏感中的能量，即实现滞后桥臂的软开关完全依靠LLC谐振电路中的能量。

若将 S4关断时刻t3记为零时刻，电容 C2、C4、Cr的电压初值分别记为 Vin、0、VCr(t3)，谐振电流初值记为ip2(t3)。则谐振电流为

当VC4上升到Vin后，一共需要时长为t34，即

为了实现滞后桥臂的软开关，只需在死区时间内完成对C4、C2的充放电。因此要满足如下关系：t34＜tdead。假设在tdead时刻，谐振电流刚好完成充放电，且该时刻谐振电流为 I1，如图 4所示。为了简化分析，在死区时间内。ip2(t3)以恒定斜率下降到 I1。则为了实现ZVS，I1需满足如下关系

图4 简化电路Fig.4 Simplified analysis diagram

3.2 LLC等效输出负载

于是有

等效电阻阻值 Re和 fn的关系如图5所示。

图5 等效负载Re和归一化频率fn的关系曲线图Fig.5 The equivalent impedance Reas fnvaries

3.3 LLC部分参数的选取依据

为了实现ZVS，则必须 LLC的等效负载大于临界负载，取 fn＞1。由文献[13]，

图6 等效负载和临界负载之间的关系曲线Fig.6 The figure of equivalent load compared with critical load

由图6可知，当开关频率小于谐振频率时，即fs＜fr，电路等效负载和临界负载很接近，不能保证谐振网络成感性，因此不满足开关管实现ZVS的条件，于是取fn＞1。

规定直流电流增益为，则可用如下表达式描述[14]

电流增益和匝比的关系如图 7所示。

图7 匝比n2和电流增益之间的关系曲线Fig.7 The relationship between turns ratio n2and current gain

由图7可知，n2越小，电流增益越大。在能实现滞后桥臂软开关的情况下，为了减小能量损耗，谐振电路中电流应尽量小。折中考虑，取n2=1/3。

4 实验结果

为了验证本文提出的变换器的可行性，研制了一台 3kW 的样机。相关指标如下：输入电压 Vin= 220(1±10%)V，输出电流 30～330A，开关频率50kHz。其中样机如图8所示。

图8 样机实物图Fig.8 Prototype of the proposed converter

变换器元器件的选取如下表所示。

图 9a、图 9b分别是添加辅助网络前后的实验波形。输出电流都为100A（由于输出电流更小时，传统的移相全桥因为硬开关的原因可能损坏器件，所以选择100A来对比），从图9a可知，此时传统的移相全桥已经不能实现滞后桥臂的软开关了。图9b是改进后的移相全桥的实验波形，由图可以看出，解决了轻载时的软开关问题。

图9 改进前后的PSFB波形Fig.9 The waveforms of the conventional and PSFB proposed

图10 所示为改进后的移相全桥轻载时（输出电流Io1=30A）的相关实验波形。从图10可知，由于辅助网络的添加，在滞后桥臂开关管开通时，变压器一次电压没有出现振荡，实现了软开关。

图10 输出电流Io1=30A（轻载）时的实验波形Fig.10 The experimental waveforms of light load (the output current Io1=30A)

图11 是满载时相关的实验波形。半桥LLC的输出电流io2、谐振电流ip2、谐振电容电压 VCr和轻载时一样，与理论相符合，不受全桥输出变化的影响。图12是测量的变换器的效率曲线。由图可以看出，轻载时由于实现了变换器的软开关，效率较传统的移相全桥有明显的提高，重载时由于移相全桥自身能够实现所有开关管的ZVS，因此添加的辅助网络对变换器效率基本没有什么影响，故效率与传统的移相全桥接近。

图11 输出电流Io1=330A（满载）时的实验波形Fig.11 The experimental waveforms of full load (the output current Io1=330A)

图12 变换器效率曲线Fig.12 Measured efficiency of converter

5 结论

传统的LLC虽能实现MOSFETs的ZVS，但完全通过开关频率的调节来满足宽范围输出的要求比较困难，而移相全桥不能实现全范围的软开关，但移相控制方式滞后桥臂是固定占空比，这为两种变换器的混合提供了条件。本文提出的混合型变换器不仅能解决轻载时滞后桥臂的软开关，同时变换器开关频率恒定，LLC谐振变换器输出回馈到直流母线侧，这样半桥LLC的输出与总的输出没有联系，避免了开环情况下 LLC谐振的输出不可控带来的问题，相反，总的输出完全可由全桥通过移相控制来调节。

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A Novel Full-Range ZVS Hybrid Converter with Shared Lagging Leg

Yuan Wen Sha Deshang Yu Mengyuan

（Beijing Institute of Technology Beijing 100081 China）

A novel wide-range zero-voltage switching(ZVS) phase-shift full-bridge(PS-FB) converter is proposed in this paper. The proposed converter combining the FB and half-bridge(HB) LLC resonant converters’ configuration with shared lagging leg. The output of LLC resonant circuit is connected to the DC bus, so the terminal output of the converter can be modulated at a constant frequency by FB totally. In order to reduce energy loss, the resonant current should be low enough in the condition of achieving ZVS of lagging leg. The operational principle and ana lysis of the proposed converter are presented and verified by the 3kW prototype.

Full-range, ZVS, shared lagging leg, constant frequency

TM46

袁 文 男，1987年生，硕士研究生，研究方向为高频DC/DC变换器及软开关技术。

北京自然科学基金（3132032），教育部新世纪优秀人才（NCET-13-0043），新能源电力系统国家重点实验室开放课题（2014），国家人事部留学归国人员择优资助项目（2014），北京理工大学基础研究基金（20120642009）。

2013-05-05 改稿日期 2013-06-03

沙德尚 男，1977年生，副教授，博士生导师，研究方向为电力电子高频变换、新能源发电及微电网技术。