大功率双路交错并联APFC模块的设计与实现

吕伟强，崔国栋，王 超，杨爱武，刘铁军

(固体激光技术重点实验室，北京100015)

1 引言

与单路功率因数校正技术相比，双路交错并联有源功率因数校正技术，能明显提高APFC电路的功率等级和效率。同等功率下，其能降低功率开关器件的电流应力，降低功率开关器件的损耗，降低电磁干扰(Electro－Magnetic Interference，EMI)，减小输入电流纹波和输出电压纹波。从而减小交流滤波电感和功率电感等磁性器件的体积，减小输出直流滤波电容的体积，提高功率因数校正模块的功率密度和减轻重量［1－5］。其符合开关电源的大功率、高功率因数、高功率密度和小型化发展趋势，适用于中大功率应用场合。

2 系统组成及工作原理

本设计采用电路简单，电磁干扰小，电流波形失真小，输出功率大，可在宽输入电压内保持高功率因数的双Boost并联拓扑［6］。设计中两路功率因数校正电路以180°的相位差交错工作。每一路都采用电流、电压双闭环控制方案，其原理框图如图1所示。双路交错并联有源功率因数校正模块主要由APFC功率电感、大功率MOSFET(metallic oxide semiconductor field effect transistor，MOSFET)、大功率快恢复二极管和控制电路构成。如图1所示，D1为单相整流桥，L1、L2为两个APFC功率电感，Q1、Q2为大功率MOSFET，V1、V2为大功率快恢复二极管。其中，L1、Q1和V1构成了第一路APFC主电路，L2、Q2和V2构成了第二路APFC主电路。每路APFC主电路相应的高精度电流运放及其相应的外围电路构成了电流环补偿网路，高精度电压运放及其外围电路构成了电压环补偿网络。相关的控制芯片及相应的模拟、数字外围电路构成了控制电路部分。

图1 双路交错并联APFC原理框图

每路功率因数校正电路工作原理相似，这里仅介绍第一路的工作原理。输出电压取样与参考电压Vref经电压误差放大器及其补偿网路得到误差电压，其与整流桥输出电压的取样电压经改进型乘法器进行运算，其输出送到电流误差放大器的同相端，作为基准电压。通过电流互感器和相关变换电路得到APFC电感电流取样，送到电流误差放大器的反相端，经电流误差放大器及其补偿网络运算后送到PWM(Pulse Width Modulation)比较器的反相端，与PWM比较器同向端的锯齿波电压进行比较，产生PWM波信号。该PWM波信号送入到RS触发器的S端，RS触发器的R端接交错同步信号。这样RS触发器端输出驱动MOSFET所需的PWM控制信号。因此，控制信号是随着整流桥输出正弦电压的瞬时值周期变化而变化。通过改变MOSFET开关管的驱动信号的占空比，调节每个周期内的电流平均值，实现功率因数校正。

相关的控制芯片及相应的模拟、数字外围电路产生所需要的180°交错控制信号。该180°交错控制信号来分别控制第一路APFC电路和第二路APFC电路，从而实现双路APFC电路交错并联。

3 实验研究

3．1 设计目标

输入电压:Vin=165～275 V AC单相交流输入;输出电压Vout=390 V DC;输出电压纹波:峰峰值小于16V;开关频率65 kHz;最大输出功率:PO(MAX)=3500 W;峰值功率因数大于0．990;峰值效率为96．9%。

3．2 主要电路参数设计［7］

双路交错并联功率因数校正模块设计涉及交流输入滤波电路设计、功率因数校正主电感设计、大功率MOSFET的计算选型、大功率二极管的计算选型、散热设计、输出滤波电容设计、交错控制电压环补偿网络设计、交错控制电流环补偿网络设计和交错控制程序设计等方面。该文主要介绍双路交错并联功率因数校正电路的环路补偿设计，包括电压环补偿网络设计和电流环补偿网络设计。由于每一路的双闭环补偿网络设计相似，这里以第一路APFC电路进行设计计算。

3．2．1 电压环补偿网络设计

为使工作稳定，输入失真减小，要对电压环网络进行补偿。本设计中采用的电压环网络补偿的设计方法是基于L．H．Dixon所研究的补偿方法［8］。

电容CPV用于衰减低频纹波，确保高功率因数值和低的输入电流谐波畸变。电压误差放大器用的跨导放大器增益gmV=70μS。

电压分压器反馈增益:

输出阻抗(ZO)需要衰减低频升压电容的输出纹波(VRIPPLE，通过计算可知该电路中VRIPPLE≈15．8 V)，使其小于有效电压误差放大器输出幅度(ΔVAO)的3%。通过反馈电容CPV来设置该阻抗。

选择标准电容值，CPV=150 nF。

电压环的跨越频率:

电压环补偿电阻RZV在变换器的电压环跨越频率处放置一个极点。

选择标准电阻值，RZV=75 kΩ。

电压环补偿电容CZV用于增加电压环的DC增益和相位裕量，在跨越频率1/10处，加入电压环的一个零点。

选择标准电容值，CZV=1．5μF。

3．2．2 电流环补偿网络设计

为使输入交流电流更好的跟踪输入交流电压，减小交流谐波，要对电流环网络补偿。本设计中电流闭环网络补偿方法是基于L．H．Dixon所研究的补偿方法［8］。

为了准确地进行电流环补偿，要计算电流环的功率级增益GPSC。

电流放大器的跨导电流放大器增益gmC=100μS。

选择标准电阻值，RZC=4．3 kΩ。

选择标准电容值，CZC=5600 pF。

3．3 实验结果

图2给出了该功率因数校正模块输出3200 W时，交流输入电流波形(CH4)，垂直方向为电流，10 A/div，水平方向为时间，10 ms/div。通过波形可以看出输入交流电流能很完美地跟踪输入交流电压，并且与输入交流电压保持同相位，实现了功率因数校正。

图2 3200 W负载时交流输入电流波形(CH4)

图3 给出了690 W负载时，交流输入电流波形(CH3)、交错控制信号一路波形(CH1)及其展开波形(CHA)。波形(CH3)垂直方向为电流，10 A/div，水平方向为时间，10 ms/div;波形(CH1)垂直方向为电压，10 V/div，水平方向为时间，10 ms/div;波形(CHA)垂直方向为电压，10 V/div，水平方向为时间，20μs/div。

图3 690 W负载时交流输入电流波形(CH3)、交错控制信号的一路波形(CH1)及其展开波形(CHA)

图4 给出了2260 W负载时，交流输入电流波形(CH3)、交错控制信号一路波形(CH1)及其展开波形(CHA)。波形(CH3)垂直方向为电流，10 A/div，水平方向为时间，10 ms/div;波形(CH1)垂直方向为电压，10 V/div，水平方向为时间，10 ms/div;波形(CHA)垂直方向为电压，10 V/div，水平方向为时间，20μs/div。

图4 2260 W负载时交流输入电流波形(CH3)、交错控制信号的一路波形(CH1)及其展开波形(CHA)

图5 给出了2086 W负载时WT1804功率分析仪测量结果，功率因数0．9926。

图5 2086 W负载时WT1804功率分析仪测量结果

4 结论

本文采用双路交错并联有源功率因数校正技术，设计并实现了单相双路交错并联功率因数校正模块。在165～275 V AC电压范围内，其输出电压稳定，输入交流电流能完美地跟踪输入交流电压，峰值功率因数达到0．995，峰值效率达到96．8%，具有各种保护功能，工作可靠，成本较低，已成功用于多种中大功率激光器供电系统。

［1］ LWeiqiang，YU Yingtao，LIU Tiejun，et al．Design and realization of APFC with high－power［J］．Laser＆Infrared，2011，41(3):264－267．(in Chinese)吕伟强，于颖韬，刘铁军，等．中大功率单相功率因数校正器的设计与实现［J］．激光与红外，2011，41(3):264－267．

［2］ Michael O’Loughlin，An Interleaving PFC Pre－Regulator for High－Power Converters［C］．Unitrode Power Supply Design Seminar SEM1700，2006．

［3］ D K W Cheng，X C Liu，Y S Lee．A new modified boost converter with ripple free input current by using coupled inductors［C］．Power Electronics and Variable Speed Drives，1998:592－599．

［4］ L Balogh，R Redl．Power－factor correction with interleaved boost converters in continuous－inductor－current mode［C］．Proceeding of Appl．Power Electron．Conf．，1993:168－174．

［5］ Pinheiro，J R Grundling，H A Vidor，et al．Control strategy of an interleaved boost Power factor correction converter［C］．Power Electronics Specialists Conference，1999．PESC99．30th Annual IEEE，1999:137－142．

［6］ Qiao C，Smedley Km．A topology survey of single stage power factor correction with a boost type input－currentshaper［J］．IEEE Trans on Power Electronics，2001，16:360－368．

［7］ Texas Instruments．Texas instruments literature Number SLUS794［EB/OL］．http://focus．ti．com，2011．

［8］ L H Dixon．Optimizing the design of a high power factor switching preregulator［C］．Unitrode Power Supply Design Seminar Manual SEM700，1990．