串联优化器光伏系统中并网逆变器的控制策略研究*

陈 旺，陈 敏，张 哲

(浙江大学电气工程学院，浙江杭州310027)

0 引言

传统的光伏并网系统中，光伏组件直接串、并联后，由集中式逆变器实现最大功率点跟踪与控制并网电流的功能。这种结构成本低、效率高，适用于大规模光伏电站的建设［1］。但对于正处于快速发展期的屋顶光伏系统等分布式光伏并网应用场合，由于部分阴影遮挡或组件不匹配而导致的热斑效应，集中式并网结构并不能将系统功率利用最大化，基于组件级别最大功率点跟踪(distributed MPPT，DMPPT)的结构在学术界与工业界都开始受到青睐［2］。

串联型优化器并网系统是DMPPT 结构中具备高效率、低成本、高可靠性的一种解决方案。串联型优化器结构是一种两级式的光伏并网系统，前级每一台光伏组件连接一台优化器，再将优化器的输出端串联形成高压直流母线;后级为集中式的逆变器，控制直流母线电压与并网电流，平衡两级之间的功率流动［3］。

每个优化器对各自的光伏组件进行最大功率点跟踪，实现了组件级别的MPPT 功能，因而可以解决热斑效应导致的光伏系统输出功率损失［4］。输出端串联的连接方式可以使优化器的输入/输出电压接近，提高优化器效率的同时降低了系统成本。直流母线的设计提高了系统的扩展性，易于多个优化器串列的并联应用或者扩展为直流微网系统。

在串联型优化器系统中，由于集中式逆变器的输出电压和输出电流同为工频交流波形，而光伏组件在外部条件不变时输出功率不变，在直流母线电容Cbus上会形成100 Hz 的电压纹波，影响控制环路的稳定性，引起并网电流谐波失真(THD)［5］。

本研究在对串联型优化器系统分析的基础上，设计集中式逆变器的控制器，提出一种电压环纹波补偿的控制策略，以降低并网电流的THD，达到减小直流母线电容的目的。

1 并网逆变器拓扑选择

目前，光伏逆变器大量采用无变压器的拓扑结构。但是光伏组件与电网之间没有电气隔离，因此器件开关动作会导致光伏组件寄生电容的充放电从而产生共模漏电流［6］。串联型优化器系统的共模电流模型如图1所示。

图1 串联型优化器光伏系统共模电流模型

为了抑制对地共模电流，本研究选用的并联双Buck 拓扑作为逆变器的主功率电路如图2所示。在电网电压的正半周期，由开关器件SPL、SPH、二极管DPH及电感LP组成的Buck 电路工作，此时开关管SPL常通而SNL常关，SPH与二极管DPH交替导通;而在电网电压的负半周期，由开关器件SNL、SNH、二极管DNH及电感LN组成的Buck 电路工作，此时开关管SNL常通而SPL常关，SNH与二极管DNH交替导通［7］。

图2 并联双Buck 电路

并联双Buck 电路通过常通开关SPL与SNL保证直流侧的一极始终与电网连通，使得寄生电容vcm上的共模电压基本不变，因而抑制了共模漏电流;避免了桥臂共通问题，不需要高频死区，提高了电路的可靠性同时减小了电流畸变;在工作状态下只有一个高频工作的开关管，减小了开关损耗［8］。

2 并网逆变器的控制策略

在串联型优化器光伏并网系统中，前级的优化器只负责组件的最大功率点跟踪，并不控制输出电压的大小。而后级的逆变器需要稳定直流母线电压并控制并网电流的大小和相位，平衡两级之间的功率［9］。为了实现优化器与集中式逆变器两者控制策略之间的相互独立，通常情况下需要使用足够大的直流母线电容。

2.1 集中式逆变电路控制器设计

逆变电路的控制器采用双环控制，直流母线电压外环经过PI 调节后与电网电压相位相乘作为并网电流内环的基准值，并网电流经过PI 调节后产生SPWM驱动信号控制逆变器的工作，控制结构如图3所示［10］。

图3 集中式逆变器控制结构示意图

逆变器每工频半周只有一个Buck 结构在工作，因此可将逆变器简化为Buck 电路。为了保证系统的稳定性，电流内环的带宽大于直流母线电压外环的带宽，因此可以分别设计内环与外环，电流内环的控制框图如图4所示。

图4 电流内环控制框图

逆变器电压环的控制框图如图5所示。

图5 电压外环控制框图

2.2 电压环纹波补偿控制策略的设计

母线电容的100 Hz 电压纹波会影响电流环的参考值iref，造成输出电流THD 的增加。本研究提出了一种电压环纹波补偿的控制方法，通过将电压纹波的幅值与相位补偿到控制环路中，减小电压环输出的电流参考信号幅值中的谐波含量，进而降低并网电流THD。

逆变器的瞬时输出功率pout可以表示为:

式中:Ig—电网电流幅值，Vg—电网电压幅值，ωg—电网电压角频率。

在光照不变的情况下，逆变器的输入功率即光伏组件功率不变，忽略逆变器的损耗，则输入功率为:

直流母线电容上的功率变化可以表示为:

电容上的功率变化造成直流母线电压的100 Hz纹波。将直流母线电压分解为直流量Vbus和交流纹波ΔVbus:

补偿控制的原理是在控制环路中将直流母线电压交流量ΔVbus造成的纹波消除。在任意时刻t 输入电容上储存能量的变化为:

将两式合并，略去ΔVbus的二次项可得ΔVbus的近似表达式:

母线电压直流量可由参考电压Vref近似代替，逆变器的输入功率Pin由输入功率经低通滤波得到。对电压环进行纹波补偿即在电压环路控制中，将交流纹波分量ΔVbus过滤。直流母线电压的加入电压纹波补偿后的电压环控制框图如图6所示。

图6 电压环纹波补偿控制

3 仿真与实验

本研究建立了基于Plecs 的仿真平台，并制作了一台并联双Buck 逆变器样机及3 台串联型优化器样机，对光伏逆变器控制策略进行仿真和实验验证。优化器的输入由3 台光伏模拟器Sorensen DCS80-15E 提供。由于3 台优化器串联得到的直流母线电压较低，不足以并入220 V 交流电网，本研究在样机实验中将母线电压调整为150 V，电网通过调压器调整为有效值75 V，与逆变器的输出端相连，系统的实验参数如表1所示。

表1 系统实验参数

采用传统控制方法与纹波补偿控制方法的仿真波形对比分别如图7、图8所示。直流母线电容为940 μF，系统的输出功率在5 s 时刻从200 W 增加到300 W。在采用了电压环纹波补偿的控制策略后，输出电流参考值Iref上的纹波明显减小，满载时的YTHD由5.7%降到0.9%。

图7 传统控制方法仿真波形

图8 纹波补偿控制方法仿真波形

将直流母线电容减小到470 μF 时系统的仿真波形如图9所示。在相同功率下直流母线电压Vbus的100 Hz 纹波幅值明显增加，电流环参考值的纹波比采用940 μF 母线电容时的纹波略有增加，并网电流THD为2.4%。

图9 减小母线电容后纹波补偿控制方法仿真波形

采用传统控制方法与纹波补偿控制方法的实验波形对比分别如图10、图11所示。直流母线电容为940 μF，系统输出功率300 W，采用了电压环纹波补偿后，并网电流的THD 从6.9%降到了2.2%。

图10 传统控制方法实验波形

图11 纹波补偿控制方法实验波形

电压环纹波补偿前、后并网电流的THD 如表2所示。由表2 可知，在将直流母线电容减小到470 μF后，采用纹波补偿的方法仍可以将THD 控制在3.7%左右。

表2 电压环纹波补偿控制对并网电流THD

综上所述，仿真与实验的结果均验证了电压环纹波补偿对光伏逆变器并网电流THD 的抑制作用。在不增加并网电流THD 的条件下，可以减小直流母线电容的取值，提高系统可靠性，降低成本。

4 结束语

本研究对串联型优化器光伏系统中并网逆变器的控制策略进行了分析与设计，提出了一种电压环纹波补偿的控制方法。该方法在不增加额外电路的条件下，通过在控制环路中补偿100 Hz 电压纹波，可以减小电流环参考值的纹波，有效地降低并网电流THD。仿真与实验结果均验证了电压环纹波补偿控制方法的有效性。

在同样采用电压环纹波补偿控制的情况下，本研究在仿真与实验中还对比了不同母线电容时的并网电流THD。理论上该种控制方法可以消除电容取值对电流环参考幅值iref的影响，但由于控制方法中母线电压纹波是一个近似值，受电容实际值大小、电容等效串联电阻等参数的影响，并不能完全消除电压环纹波的影响，减小母线电容后THD 有所增加，不过仍能得出采用电压环纹波补偿的控制方法可以减小直流母线电容取值的结论。

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