自适应可调延时控制的双耦合电感软开关零电压转换逆变器

王玉斌 林意斐 董彦彦 于玺昌

（1.山东大学电气工程学院 济南 250061 2.日照电业局 日照 276800）

1 引言

电力电子学的一个发展趋势是变换器的高功率密度和小型轻量化，而高频化是实现这一目标的必然选择。传统的硬开关随开关频率的提高而导致的高开关损耗、高电压电流应力，使变换器效率降低、可靠性下降，从而限制了变换器的小型化和轻量化。软开关技术通过引入谐振电路、对开关器件的开关过程进行控制，使其在零电压或零电流状态下开关，从而明显减小甚至消除开关损耗。因此，软开关技术是电力电子变换器小型化和轻量化的必然要求。

对于软开关技术的研究，源于20 世纪70 年代。开始主要针对直流斩波软开关电路，后来随着谐振直流环和谐振极逆变器的提出，软开关技术也逐渐应用到逆变领域。

一些文献中提出的零电压转换（Zero-Voltage Transition,ZVT）软开关逆变器[1-3]，通过控制实现逆变器主开关的零电压开通，而通过缓冲电容减小其关断损耗。辅助开关电路参与开关过程通过谐振实现软开关，但是当主开关开通或关断过程结束后辅助电路必须退出谐振防止影响主电路正常工作，也可减少不必要的损耗。由此就产生了谐振电流的复位问题。其中文献[1]中提出的辅助谐振换相极（Auxiliary Resonant Commutated Pole,ARCP）逆变器利用分裂电容来复位谐振电流，主开关可实现零电压开通，辅助开关可实现零电流开关。然而存在分裂电容充电平衡、需要阻断辅助开关上的反向电压等缺点。另外，该方法控制复杂且如果不采取保护措施，辅助开关易损坏。

耦合电感软开关ZVT 逆变器（coupled inductor soft-switching ZVT inverter）[4-6]由于其辅助开关的电流应力很小，所以很适合在高功率的场合下应用。文献[7]中通过改变耦合变压比，可使耦合电感软开关ZVT 逆变器在一定的负载范围内实现软开关。而且，使用耦合电感复位谐振电流也取得了较好效果，同时避免了分裂电容复位谐振电流时带来的问题。然而，该逆变器存在着励磁电流的复位问题。励磁电流如果不能可靠复位，可能引起耦合电感磁心饱和。

为解决励磁电流的复位问题，文献[8]在谐振回路中串入一个饱和电感（saturable inductor），饱和电感由于其独特的磁滞特性可以当作开关使用。该方法保留了基本耦合电感软开关电路的优点，但是为了使饱和电感起到应有的作用，必须使耦合电感具有足够大的励磁电感以减小励磁电流，便于饱和电感可靠关断。饱和电感关断励磁电流时会造成磁心的损耗和发热，这样软开关在效率方面做的努力就被饱和电感的损耗抵消了。

文献[9]提出了另一种复位励磁电流的方法。该方法是通过二极管向励磁电流施加反向复位电压，使励磁电流复位。与耦合电感软开关ZVT 逆变器相比，该拓扑中的辅助二极管并不分担谐振电流，谐振电流全部由辅助开关承担，因此辅助开关的电流应力很大，限制了其进一步的应用。

针对上述不足，文献[10]提出了一种新型双耦合电感软开关ZVT 逆变器拓扑结构，其一桥拓扑如图1 所示，一个谐振极里设置两个耦合电感，故此得名。该结构继承了基本耦合电感ZVT 逆变器的优点，同时又克服了其存在的不足，即励磁电流的复位问题，是一种具有广泛应用前景的拓扑结构。

图1 新型双耦合电感软开关ZVT 逆变器拓扑Fig.1 The topology of new-type two coupled inductor soft-switching ZVT inverter

软开关ZVT 逆变器工作时，辅助开关先于相应的主开关开通，提前开通的时间通常由固定的延时电路来实现。当负载电流大小的变化范围较宽时，这种方法很难保证主开关的ZVS 性能。例如，负载电流较小时，延时时间内主开关很快达到零电压状态，但要等到延时时间到了才能开通，可能导致有效占空比损失；负载电流较大时，由于耦合电感电流上升到负载电流以及开始谐振的时间过长，导致主开关达到零电压的时间延长，大于固定的延时时间，当延时时间到、主开关开通时因其两端的电压还未谐振到零，因此无法实现ZVS。为了解决上述问题，提出将固定的延时改为可调的延时控制[11,12]，基本思路是根据负载电流的大小和方向来调节延时时间，但是在过零点时负载电流大小和方向难于判断，且存在噪声干扰以及电流调理电路的偏置问题。

本文提出了一种基于电压谐振过零检测电路的可调延时控制方法，应用到新型双耦合电感软开关ZVT 逆变器中，自动调节辅助开关与主开关之间的延时时间，使主开关开通恰好发生在器件电压降至零的时刻，实现了零电压开关的自适应控制。

2 双耦合电感软开关ZVT 的工作原理

为了实现可调延时控制，结合图1 介绍双耦合电感软开关ZVT 逆变器的工作原理。

图1 中S1、S2分别为同一桥的上、下主开关；Sx1、Sx2分别为S1、S2的辅助开关；Tr1、Tr2为两个耦合电感，Lm1、Lr1分别为Tr1的励磁电感和漏电感，Lm2、Lr2分别为Tr2的励磁电感和漏电感；C1、C2为谐振电容；VDx1～VDx6为辅助二极管。

图2 为主、辅助开关的控制信号以及主要的电压和电流波形，其中PWM 为来自控制器的脉宽调制信号；ugs1、ugs2、ugsx1、ugsx2分别为主开关S1、S2和辅助开关Sx1、Sx2的控制信号，其时序逻辑下节将有详细叙述；Io是负载电流，分析软开关过程时可近似看作常量；iLr是谐振电流；uce1为主开关S1上的电压；uLm1、iLm1分别为Tr1励磁电感上的电压和电流。

图2 控制信号时序和主要波形Fig.2 The control signal time-logic and major waveforms

假设电路初始状态:t0时刻之前，S1处于断态、S2处于通态（按图中电流方向，实际上是VD2导通）。

（1）模态[t0～t1]:t0时刻，主开关S2零电压关断，负载电流Io经反并联二极管VD2续流。

（2）模态[t1～t2]:t1时刻，主开关S1的辅助开关Sx1受控开通，与此同时，二极管VDx3也开始导通，使耦合电感Tx1中的电流iLr线性增加，励磁电流iLm1从零开始建立。

（3）模态[t2～t3]:t2时刻，电流iLr上升到与负载电流Io相等，此后漏感和谐振电容C1、C2开始谐振，iLr继续增加，C2充电，C1放电。因此S1两端电压uce1开始下降、同理S2两端电压uce2开始上升。

（4）模态[t3～t4]:t3时刻，C2的充电电压上升到直流侧电压Udc，C1则放电到电压为零，即uce1下降到零，此时控制S1零电压开通，谐振电流iLr开始下降。

（5）模态[t4～t5]:t4时刻，辅助二极管VDx3自然关断，谐振电流iLr下降到励磁电流值iLm1，由于此后绕组上的电压uLm1为零，因此此阶段励磁电流值iLm1保持不变。

（6）模态[t5～t6]:t5时刻，辅助开关Sx1受控关断，二极管VDx4续流开通，励磁电流iLm1开始复位。因为复位电压等于直流侧电压Udc，因此iLm1迅速复位到零。

（7）模态[t6～t7]:t6时刻，励磁电流iLm1复位到零，二极管VDx4自然关断，这一阶段主开关S1流经全部负载电流。

（8）模态[t7～t8]:t7时刻，S1零电压关断，负载电流Io转而流经C1、C2，即对C1充电、C2放电，uce1开始上升、uce2开始下降。

（9）模态[t8～t9]:t8时刻，C1充电完毕，端电压uce1上升到Udc。C2放电完毕，uce2下降至零，负载电流由二极管VD2续流。

（10）模态[t9～t0]:t9时刻S2零电压开通，考虑到负载电流的方向，实际上自t8时刻以后，一直是VD2续流承担全部负载电流，电路中各量未发生变化。在此期间Sx2受控开通，但因这一阶段并未发生谐振，亦即Sx2虽已开通却无电流流过，属于零电流开通。

当负载电流反向时，工作原理和波形与上述相似，不再赘述。

3 可调延时控制的自适应软开关技术

图3 给出了新型双耦合电感软开关ZVT 逆变器实现自适应可调延时控制的原理图。不失一般性，仍以 S1为例说明。因谐振电容C1与S1并联，S1总是可以实现零电压关断，因此，以下主要分析如何自适应调节延时时间使S1实现零电压开通。如上节所述，在模态[t2～t3]，当电流iLr上升到与负载电流Io后，漏感和谐振电容C1、C2开始谐振，iLr继续增加，C2充电，C1放电。亦即t2时刻，uce1开始下降直至t3时刻减小到零。此时如果控制S1开通，则S1即为零电压开通。

图3 主开关和辅助开关的控制逻辑图Fig.3 The control logic for main and auxiliary switches

为此，本文提出如图3 所示的开关控制逻辑、实现可调延时控制的硬件实现方案。由DSP 输出的PWM 开关信号，经死区时间（为避免同一桥上下两管直通而引入的延时）延时后去控制辅助开关Sx1开通（对应图2 中的t1时刻）。Sx1开通后主开关S1何时开通则通过检测S1两端的电压uce1，当uce1接近0 时控制S1零电压开通。图3 中，将经过二极管VD1阻断高压后的uce1与基准电压Uref经高速电压比较器比较，当uce1降至基准电压Uref，比较器输出翻转变高，经与门和或门后ugs1变高，此时即可控制S1零电压开通（对应图2 中的t3时刻）。考虑到高速电压比较器以及逻辑电路的响应时间，Uref可设置成略大于0 的值，比如设置成2V。为了防止uce1检测电路在过零点附近的抖动、引起开关噪声，高速电压比较器最好设计成滞环比较器。本文中高速电压比较器选用AD 790，uce1的检测比较电路如图4 所示。

图4 主开关集射极电压检测比较电路Fig.4 The detecting circuit of collector-to-emitter voltage for main switch

辅助开关Sx1在PWM 开关信号变低时关断，而S1则经复位时间延时后零电压关断（对应图2 中的模态[t5～t7]），保证耦合电感的励磁电流可靠复位。

4 耦合电感设计

耦合电感实际上是一个双绕组变压器，如图1中虚线框里的Tr1、Tr2，为耦合电感的完整等效模型。除了理想模型中的一次、二次绕组外，图中还考虑了各自的励磁电感和谐振电感。励磁电感与一次绕组并联。其中，励磁电感限制励磁电流，谐振电感与谐振电容在软开关过程中参与谐振。

4.1 一次、二次绕组匝数计算

由于在模态[t1～t4]期间，施加到励磁电感上的电压为Udc/(1+n)，励磁电流线性上升。因此，一次绕组的匝数为

式中，Ae为由磁心型号决定的有效磁心截面积；B为磁心材料的磁感应强度，本文选择ETD 型铁氧体磁心。n为电压比（n=N2/N1）。为了实现ZVT 软开关，n一般在1.2～1.5 之间取值[7,10]。

确定n之后，结合式（1）即可确定二次绕组匝数N2。

4.2 漏感与谐振电感的关系

制作耦合电感时一般先绕一次绕组，再绕二次绕组，一次、二次绕组之间加绝缘层。漏感大小与一次、二次绕组之间的绝缘层厚度有关。将二次漏感折算到一次侧，总的漏感可由下式确定。

式中，l为每匝线圈的平均长度；H为整个绕组的高度；h1一次绕组宽度；h2为一次、二次绕组之间的绝缘层厚度；h3为二次绕组宽度。

谐振电感Lr与漏感Llk有如下关系[10]:

设计中首先确定谐振电感Lr，此时要折中考虑电流应力di/dt和主开关最小开通时间限制。然后根据式（3）计算漏感Llk，并通过式（2）计算h2。由于式（2）中的参数有些难以得到准确值，只能估算，因此计算得到的h2不一定准确，只能作为设计参考，实际制作耦合电感时要反复调整h2，通过LCR 测试仪测量得到漏感的准确值，并最终确定谐振电感。

5 仿真和实验

为了验证上述方案的可行性，设计和调试了一套5 kW 的单相并网逆变器实验样机。该并网逆变器采用隔离式两级变换的拓扑结构，即前级的交错并联 DC-DC 变换器[13]和后级双耦合电感软开关ZVT 逆变器。其中输入与输出的隔离是通过前级变换器中的高频变压器实现，从而避免了非隔离型并网逆变器必须解决的漏电流问题。

首先对主开关采用固定延时和本文提出的自适应可调延时方法分别进行了仿真研究，并对仿真结果进行了分析比较。

图5 是不同负载电流Io时采用固定延时方式的仿真波形。仍以S1为例，仿真采用的固定延时为1μs，即主开关S1在辅助开关导通1μs 后控制开通。当Io较小，即Io=3.2A 时，uce1很快达到零电压状态，而S1却要等到固定延时时间1μs 后才能受控开通，导致有效占空比损失，如图5a 所示；当Io较大，即Io=19.5A 时，固定延时1μs 后显然uce1还远未降至零，此时控制S1开通则必然失去零电压开通的条件，导致开通损耗上升，如图5b 所示。可见当输出功率较大、输出电流变化范围较大时，采用固定延时的方法比较困难，无论如何选择延时时间，要么太长（相对于较小的Io）、要么太短（相对于较大的Io），无法实现真正意义上的ZVS，从而影响效率的提升。

图5 采用固定延时方法的仿真波形Fig.5 Simulation waveforms with fixed delay control

图6 是不同负载电流Io时采用自适应可调延时方式的仿真结果。辅助开关Sx1开通后，通过实时检测uce1来控制S1的开通时刻。图6a 为Io=3.2A 时仿真结果，uce1经0.849μs 降至零；图6b 为Io=19.5A时仿真波形，uce1经1.197μs 降至零。亦即当Io分别为3.2A 和19.5A 时，S1滞后Sx1开通的时间分别调整为0.849μs 和1.197μs，从而保证无论Io大小如何变化，都能保证主开关的ZVS 条件，实现真正意义上的软开关。

图6 采用自适应可调延时方法的仿真波形Fig.6 Simulation waveforms with adaptive variable timing control

双耦合电感软开关ZVT 逆变器实验时采取的主要参数见下表。前已述及，图1 是其一桥拓扑，与图1 完全相同的两套拓扑即可构成单相全桥，主开关桥的中点、经LC 低通滤波器滤波后产生交流输出。

表 ZVT 逆变器的主要参数Tab. Major parameters of ZVT inverter

实验时样机的直流输入电源由Sorensen 公司的可编程直流电源 SGA60—250D 提供，输入电压50～55V；然后由前级变换器升压至400V 作为后级ZVT 逆变器的直流输入电压。后级ZVT 逆变器采用DSP TMS320F28335 控制，输出的PWM 开关信号经图3 的延时控制逻辑后分别去控制4个主开关和4个辅助开关。

将实验样机工作在独立供电方式，逆变器输出经LC 低通滤波器后接一个可调电阻作为负载，来测试软开关ZVT 逆变器的性能。

图7 H 桥输出电压及电流实验波形Fig.7 Experimental waveforms of H-bridge output voltage and current

图8 采用自适应可调延时方法的实验波形Fig.8 Experimental waveforms with adaptive variable timing control

图7 和图8 给出了相应的实验波形。其中，图7 给出了输出功率1.4kW 时后级变换器H 桥输出的PWM 电压波形以及滤波后的输出负载电流波形。图8 给出了不同负载电流Io时采用自适应可调延时方式的实验波形，其中，图8a 和图8b 的负载电流分别为0.3A 和7.6A。分析比较图8a 和图8b，可以明显看出耦合电感谐振电流峰值与负载电流大小有关，负载电流越大，谐振电流峰值越高，主开关电压降至零的时间越长；反之则越短。但是由于采用了自适应可调延时方法，无论负载电流大小如何，主开关总可以实现零电压（ZVS）开关，实验波形与仿真结果相吻合。而且，主开关关断时集射电压并没有明显的过冲，电压应力很小，可见，软开关在降低开关损耗、提高效率的同时，也优化了开关的运行环境，降低了电磁干扰。当输出由轻载到额定变化时，实测该并网逆变器后级软开关逆变器的效率维持在98%左右，这是硬开关电路以及采用固定延时方法的ZVT 软开关所无法实现的。

6 结论

新型双耦合电感软开关ZVT 逆变器继承了基本耦合电感软开关逆变器的优点，且解决了励磁电流的复位问题，应用前景广阔。本文提出了一种基于电压谐振过零检测电路的可调延时控制方法，应用到新型双耦合电感软开关ZVT 逆变器中，实现了主开关的零电压开关自适应控制。可以得到如下结论:

（1）本文提出的基于电压谐振过零检测方法自适应地调节辅助开关与主开关之间的延时时间，使主开关零电压开通恰好发生在器件电压降至零的时刻。与固定延时时间方法相比，该法确保当负载由轻载到额定变化时都能实现零电压软开关，使逆变器高效运行。

（2）辅助开关的电流应力更小。

（3）耦合电感的励磁电流电流能可靠、迅速复位，避免磁心饱和。

（4）零电压检测电路以及主、辅开关控制逻辑完全可以结合驱动电路通过硬件实现，无需DSP 干预，亦即无需更改DSP 程序，即可方便地将硬开关逆变器程序移植过来，从而缩短新产品开发周期。

目前，自适应可调延时控制的双耦合电感ZVT软开关逆变器已应用到隔离式两级变换单相并网逆变器中，还将应用到软开关型固态变压器中。

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