多绕组高频变压器隔离式多电平变换器研究

顾春阳 李永东,2 郑泽东 高志刚

（1.清华大学电机工程与应用电子技术系 北京 100084 2.新疆大学电气工程学院 乌鲁木齐 830046 3.北京理工大学自动化学院 北京 100084）

1 引言

传统两电平变换器无法满足高压大容量场合的需要[1]，而多电平变换器正是解决以上问题的方案之一[2]。目前应用广泛的多电平拓扑主要有二极管钳位型和级联H 桥型等。二极管钳位型变换器在三电平以上会出现电压不平衡问题[3,4]。级联H 桥变换器采用独立直流侧供电，然而级联H 桥变换器需要工频移相变压器，体积笨重，增加了系统的成本。

针对级联H 桥型变换器的问题，很多学者都提出了解决方案。文献[5]提出采用两相供电的功率单元结构，减少所需要的输入线路个数。文献[6]提出了级联H 桥型背靠背变换器，但是这种拓扑有大量的短路开关状态，控制的难度增大，可靠性降低。针对直接级联H 桥型背靠背变换器短路状态多的问题，文献[7]介绍了一种带中频变压器的多电平变换器拓扑，采用可控整流，谐波性能好。日本学者Akagi 提出了一种采用高频变压器隔离的级联H 桥型变换器[8-10]。但是当该拓扑各级负载功率不同时，各电容电压不平衡，必须采取复杂的均压措施。

本文对 Akagi 教授提出的变换器拓扑进行改进，提出了一种新型多绕组高频变压器隔离式级联型多电平变换器拓扑，分析了基于高频多绕组变压器的高频隔离单元的工作原理，给出了多绕组高频变压器隔离式多电平变换器的拓扑结构，并给出了包括级联H 桥整流器控制和高频隔离单元控制的控制策略。

本文研究的拓扑省去了传统工频变压器，并且通过隔离单元之间的能量交换实现功率平衡；二次各直流母线相互隔离，可单独接负载运行，也可级联输出高压。该拓扑可用于高压电机驱动，也可将该拓扑应用于电力系统中取代现有的工频变压器。另外，该拓扑可用于对控制和重量体积要求较高的场合，如机车牵引、船舶推进等。

2 拓扑结构

本文提出的变换器典型拓扑如图1 所示。将拓扑分为三部分，第一部分为级联H 桥型整流器；第二部分为高频隔离单元，由高频H 桥和多绕组高频变压器构成；第三部分为级联H 桥逆变器。

图1 多绕组高频变压器隔离式多电平拓扑结构Fig.1 Topology of high-frequency multi-winding transformer isolated multilevel converter

三个部分的作用分别为级联H 桥整流器经滤波电感后，直接与电网相连，控制电网工作于单位功率因数，且保持电网电流近似正弦，减少对电网的谐波污染。在整流器的作用下，若各直流母线均压良好，则各直流母线电压均维持在设定值。高频隔离单元通过控制各高频H 桥的工作状态，使各电容电压保持相同，从而实现电容电压的均压控制，同时由于采用了多绕组高频变压器，因此实现了电气隔离，避免了某些开关状态产生的短路和环流等问题。级联型逆变器，每个变换器单元的输出可以直接连接负载或进行级联以输出高压，输出电压的质量和谐波性能都得到改善。

由于所有的一次和二次绕组都交链同一个磁链，所以可以直接通过磁场的耦合实现各级绕组输出功率的平衡，从而保证H 桥整流器的各级母线电压的平衡。在具体的控制中，可以根据各级母线电压的不同，在H 桥整流器或者高频逆变器的控制策略上进行一定的调整，以加快母线电压的平衡。

多个相互隔离的直流母线可根据负载的需要进行组合和变换:可以分别连接不同的负载，也可以连接H 桥级联逆变器驱动高压电机、连接多相电机或者接驳高压直流输电环节等，变压器的一次和二次绕组的数量均可以任意配置。

3 多绕组变压器隔离单元特性分析

基于多绕组高频变压器构成的高频隔离单元如图2 所示。变压器绕组个数为N，分别连接N个高频H 桥单元。每个高频H 桥单元的交流输出侧通过滤波电感后与高频变压器绕组相连。各高频H 桥单元的输出电压分别用u1,···,uN表示，均为高频方波，幅值为Udc。

图2 高频隔离单元拓扑结构Fig.2 Topology of high-frequency isolation units

通过改变各高频H 桥单元的输出电压，可以改变各滤波电感上的电流，从而改变每个高频H 桥单元的输出功率。由此需要讨论高频H 桥单元的输出功率的规律和特性。

忽略变压器线路电阻，近似认为各绕组参数相同，将各绕组的等效电感与各绕组输入端接入的滤波电感进行整合，用电感LT表示，则图2 所示的拓扑结构可以用图3 所示的近似等效电路表示，其结构为多个电压源经滤波电感后进行并联，功率可以在各电压源之间传递。

图3 高频隔离单元的近似等效电路Fig.3 Equivalent model of high-frequency isolation units

根据图3 的等效电路，由基尔霍夫电压定律，可得

式（1）进行累加并化简，可得

由基尔霍夫电流定律，式（2）可简化为

令i1由N个子电路的子电流组成，每个子电流用i1-sub-j表示，j=1,2,…,N，注意到i1-sub-1=0，于是可得

式中，对应的N个子电路中，每个子电路中的电感为Lsub=NLT，每个电路中的激励由u1分量和uj分量组成，为u1-sub-j=u1-uj。

电压源u1输出的瞬时功率p1为

以u1和u2构成的子电路为研究对象，电压源均为高频方波信号，它们输出的方波的幅值相同。根据等效电路，可得电感电流的表达式为

式（6）表明，电感电流的变化率与两方波电压函数的差成正比。图4 为u1和u2的子电路的电压电流关系示意图。

图4 子电路电压电流关系Fig.4 Relation of voltages and current of sub-circuit

由u1和u2构成的子电路的u1输出的平均功率

由式（3）和式（7）可以看出，将各绕组电感LT直接影响绕组电流的变化率，起到了限制电流的作用，而流通功率与电感值成反比，因此电感值的选取比较重要。

由式（7）可知，影响两个电压源之间功率交换的因素是两电压源的相位差。在由N个电压源构成的多绕组高频变压器系统中，将u1的工作相位设置为参考相位，并规定其相位为0，即θ1=0。其余N-1个相位分别用θj表示，其中j=2,3,4,…,N。用θi-j表示第i个电压与第j个电压的相位差。电压源ui发出的功率可以表示为

N个电压源构成的多绕组高频单元功率特性可以表示为

4 控制策略

4.1 级联H 桥整流器控制

图5 级联H 桥整流器控制框图Fig.5 Control diagram of cascaded H-bridge rectifiers

电网电流给定值与实际电网输出的电流ig作差后得到误差信号，误差信号经电流环控制器后即得到电压加上电网电压ug得到级联H 桥型PWM 整流器需要输出的电压，该电压就是变换器的指令电压。电流环的目的是控制电网输出的电流，也就是电感电流与给定值保持相同。由于呈正弦规律变化，且与电网电压的相位差为0 或者π，以实现单位功率因数运行，减小电容电压波动，最大程度利用线路和系统容量，提高系统效率。

电网电流的参考值是一个交变量，对电流的控制实际上是通过对加在网侧电感上的电压实现的。为了对频率为ω0的信号实现无静差跟踪，系统对频率为ω0的信号的开环增益应为无穷大，应采用比例谐振（Proportional-Resonant，PR）控制器。

级联H 桥型PWM 整流器中，通过调整各H 桥单元的输出电压来维持各H 桥单元电容电压的方案虽然可行，但具有一定的局限性，其根本原因在于每个H 桥单元输出的电压既要满足总输出电压的要求，又要满足维持直流电容电压的要求。若对各H 桥单元的负载功率进行调整，使各负载功率相同，则各H 桥单元电容电压的变化率保持相同，由此即可维持各电容电压。同时还可以通过控制各H 桥单元的负载调整量，实现对单个H 桥单元电容电压的独立控制。

4.2 高频隔离单元控制分析

式（10）表明，在保持其余电压源相位不变的情况下，电压源ui工作相位的变化趋势与其输出功率的变化趋势相同，增大或减小任意一个电压源的工作相位θi，该相电压源发出的功率会同趋势增大或缩小。

由于式（9）是一个关于变量θ=（θ1,θ2,…,θN）的非线性方程组，对其进行解析求解较为困难，迭代算法需要的计算量大，且存在收敛速度不确定等问题。因此选择在内对函数fF(θ) 进行线性近似拟合，则式（9）可由式（11）近似表示。

由式（11）可知，通过线性算法，可根据各电压源需要发出的功率求得相应的工作相位，其中u1的工作相位为固定值0。

对于任意一个电压源uj，控制直流电容电压与控制H 桥单元中电容所存储的能量是一致的。因此在输入功率保持不变的情况下，控制直流电容电压是通过改变高频H 桥输出的功率Pave,j实现的。结合工作相位的产生框图，得各个高频隔离单元直流电压的控制框图如图 6 所示，其中j=2,3,…,N。

图6 单个隔离单元的直流电压控制框图Fig.6 Control diagram of DC voltage of an isolation unit

图6 所示的控制框图中，每个高频H 桥单元只需要一个电压环控制器即可获得相应电压源的工作相位，因此对于整个系统来说，需要N-1个PI 控制器以实现对各高频H 桥单元直流电容电压的控制，计算量和资源消耗量较小。

5 实验验证

实验系统的主电路采用两级级联H 桥整流器，具有4个绕组的高频变压器及相应的高频H 桥单元以及H 桥负载逆变器，负载逆变器相互级联，构成单相交流输出。

带级联阻感负载时网侧电压和网侧电流如图7a 所示，可以看出网侧电流较好地跟踪电网电压，且功率因数约等于1。能量双向流动的实验验证采用的方法为变换器的输出通过串联电阻与交流电压源并联。在实验过程中，动态改变变换器的输出电压，即可改变功率的流动方向。如图7b 所示，能量从由网侧流向负载侧平滑过渡到由负载侧流向网侧，整个能量流动方向切换过程验证了变换器的能量双向流动能力。

图7 输入电压电流波形Fig.7 Waveforms of input voltage and current

图8 高频隔离单元交流电压电流波形Fig.8 AC voltages and currents of high-frequency insolated units

图8 为带级联阻感负载时高频隔离单元的交流侧电压波形u1～u4及电流波形i1～i4。高频交流电压为20kHz 的方波，相位各不相同。通过观察图8a可知，u1、u2的相位近似相同，而u3、u4的相位近似相同，且u1、u2领先u3、u4以固定的角度，表明由u1、u2向u3、u4流入正功率。各电压的幅值相同，也验证了各直流电容电压保持相同，表明了高频隔离单元工作正常。从图8b 可以看出，i1、i2趋势和相位相同，i3、i4相位与i1、i2近似相反，此时，u1、u2处于发出功率状态，而u3、u4则吸收功率并用以供给负载。

图9 为隔离单元二次侧的两个绕组连接级联H桥逆变器输出时的负载电压电流波形。

图9 级联输出时负载电压电流Fig.9 Load voltage and current of cascaded output

由实验结果可知，本文提出的多绕组高频变压器隔离式多电平变换器拓扑结构正确，级联H 桥PWM 整流器和高频隔离单元控制策略正确可行，通过调节各电压源的工作相位，改变了绕组间的功率分布，实现了对电容电压的平衡控制。

6 结论

本文提出了一种高频变压器隔离式级联型多电平变换器拓扑，省去了传统的工频变压器，减小了体积、重量和成本；采用H 桥整流器与电网连接，减少对电网的谐波污染，能量可双向流动，便于应用在电力牵引等需要四象限运行的场合；采用多绕组变压器磁场耦合实现功率平衡，控制简单；电路的模块化较好，可靠性高；输出灵活，通用性强。

本文分析了隔离式变换器的拓扑结构，并且给出了级联H 桥整流器和高频隔离单元的控制策略，分析了多绕组高频变压器的能量传输规律；提出了通过控制各高频单元相位来改变功率分配的方法。实验结果表明，本文所提出的拓扑正确可行，级联H 桥整流器、高频隔离单元和负载变换器工作正常；能量传输规律正确，级联H 桥PWM 整流器和高频隔离单元可以达到较好的控制效果。

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