基于开关电感的有源网络升压变换器的研究

王挺汤雨

（南京航空航天大学江苏省新能源发电与电能变换重点实验室 南京 210016）

1 引言

由于石油、煤炭、天然气等化石能源的不断使用，不可再生能源面临枯竭，并且化石能源的使用产生了大量的废气，对环境造成了巨大的破坏。面对来自资源和环境的双重压力，光伏并网发电因其清洁环保，取之不尽用之不竭的优点而受到越来越多的关注，有着不可估量的发展潜力。

常见的光伏并网方式有集中式逆变和串式/多串式逆变，整个系统存在大量的光伏电池的串并联。由于光伏电池工作在户外，在长期的工作中难免会被树叶等污垢遮挡造成局部阴影，还有可能由于光伏电池本身的制造工艺问题，引发热斑现象，造成光伏电池的不可逆损坏[1]。新型分布式光伏并网逆变结构为每块光伏电池配备了一个微逆变器[2]，该结构可以有效地解决传统光伏并网逆变器存在的这些问题。该微逆变器电路结构如图1所示[3]，此微逆变器由两部分组成，前级DC-DC模块实现光伏电池输出电压等级的提升用以满足后级逆变的需要，并且跟踪光伏电池的最大输出功率点以获得最大功率。后级DC-AC模块实现并入电网的功能。

图1 微逆变器功能框图Fig.1 The functional block diagram of the micro-inverter

由于单体光伏电池的输出电压较低，寻找到一个合适的DC-DC变换器，用以将光伏电池有限的输出电压抬升到能够满足后级逆变需要的等级，是一个急需解决的问题。常见的推挽，全桥等隔离式DC-DC变换器拓扑由于引入了高频变压器，无论是在系统体积还是在变换效率上都较非隔离DC-DC变换器存在不足[4]，因此非隔离型高增益DC-DC变换器成为了人们研究的热点。

众多文献研究了隔离型的高增益DC-DC变换器[5-20]。文献[5]提出了用多个Boost变换器级联的方式以获得较高的增益，系统的增益由各级Boost变换器的增益相乘而得，但经多级变换，系统的效率会变差，而且还存在级联系统的稳定性问题。文献[6]提出了采用耦合电感和电荷泵的方案，实现较大的电压增益。但是随着变换器升压比的提高，电感匝数比也会随之提高，电感较难耦合。由此带来的漏感会造成较大的关断电压尖峰，增大器件的电压应力，还会降低变换器的效率。文献[8]通过在Boost电路中引入开关电感的方式，实现电压高增益，文献[9]提出了耦合电感加开关电容实现交错并联的Boost变换器，但是这两种方案的电压增益仍然都很有限，并不适合用作微逆变器的前级DC-DC升压电路。文献[11]采用了Boost多电平的方案，但联系到实际应用场合，需要用到较多的电平数，大量的电容会增加拓扑的复杂性。

本文提出了一种基于开关电感的有源网络升压变换器。该变换具有较高的电压增益，较低的功率器件的电压应力。文章首先分析了该变换器的工作原理以及输入输出特性，然后讨论了其电压增益及功率器件的电压应力，最后通过200W的样机对理论分析进行了实验验证。

2 变换器拓扑分析

2.1 电路拓扑概述

如图2所示，本文中所运用的有源网络由两个电感L1、L2和两个开关管S1、S2按照图中的连接方式组合而成。

图2 有源网络Fig.2 The active network

如果将图2有源网络中的电感L1、L2替换为开关电感单元[8]，得到如图3所示的基于开关电感的有源网络升压变换器，则可以大幅度地提升变换器的电压增益，并且该变换器的两个开关管S1、S2开关信号一致，易于控制，电路拓扑结构较为简单。

图3 基于开关电感的有源网络升压变换器Fig.3 Active network DC-DC Boost Converter Based onSwitched-inductor

2.2 工作模态分析

图4为CCM和DCM模式下电路中一些器件的电压、电流波形。本文所提出的基于开关电感的有源网络升压变换器在CCM模式下的工作原理和稳态分析如图4所示。

图4 CCM模式和DCM模式下的一些主要波形Fig.4 Some typical waveforms of the proposed converterfor CCM and DCM modes

（1）模态1[t0,t1]。在此阶段中，开关管S1、S2导通，电路中的电流流向如图5a所示，4个相同大小的电感L1、L2、L3和L4被并联充电，负载侧所需的能量由电容C提供。此时加载在电感L1、L2、L3和L4上的电压为

（2）模态2[t1,t2]。在此阶段中，开关管S1、S2断开，电路中的电流流向如图5b所示，L1、L2、L3、L4串联放电，电容C被充电。根据KVL，此时加载在电感L1、L2、L3、L4上的电压为

图5 不同工作模态下变换器的等效电路Fig.5 The equivalent circuit of the converterin different operation modes

化简式（3），得出拓扑的电压增益表达式为

电路在DCM下有三种工作模态，其电流通路如图5所示，其工作原理与CCM模式下相类似，因而DCM模式下的稳态分析便不再赘述。这里给出DCM模式下，电路的增益表达式为

2.3 变换器的外特性

开关管S1、S2导通时，输入电流iin可表示为

开关管S1、S2断开时，输入电流可表示为

所以CCM模式下，输入电流的平均值Iin可表示为

由式（4）可得

将式（9）代入式（8）得CCM模式下电感电流IL

由式（10）可知，在临界状态下，负载临界电流IoG是0.5，所以有

电感电流临界连续工作时，式（4）仍然成立，因此，式（11）可表达为

变换器的外特性如图6所示。

图6 变换器的外特性Fig.6 The boundary condition of the converter

图6中横坐标为负载电流Io和负载临界电流IoG的最大值IoGmax之比，而纵坐标为输出电压Uo和输入电压Uin之比（即变换器的变比G），图中的8条曲线代表了占空比D从0.1、0.2依次递增到0.8时变换器的外特性曲线。而虚线则为CCM模式和DCM模式的分界线，虚线左侧为DCM工作状态，虚线右侧围CCM工作状态。

3 与其他高增益电路的比较

本文所提出的基于开关电感的有源网络升压变换器相对于传统的高增益 DC-DC变换器在开关管的电压应力上具有很大的优势。而且，相对于传统的高增益DC-DC变换器，本文所提出的变换器的电压增益更高，因而通过电感、二极管、开关管的电流峰值也较小，有利于降低损耗。

3.1 拓扑的电压增益

图7所示为本文所提出的电路拓扑和其他一系列高增益DC-DC变换器的载CCM工作模式下增益曲线的比较。

图7 一系列变换器的增益曲线Fig.7 The voltage gain versus duty ratiofor the converters

显然本文所提出的基于开关电感的有源网络升压变换器在电压增益上也具有一定的优势。

3.2 功率器件的电压应力

表1为文章所提出的基于开关电感的有源网络升压变换器和其他文献所提出的高增益DC-DC变换器的功率器件电压应力的对比。

结合实际应用场合，变换器的工作条件为：输入电压Uin为20～40V，输出电压为200V，输出功率为200W，工作频率为50kHz。以此来分析变换器功率器件的电压应力。

从对比中可以发现，本文所提出变换器与其他一系列传统的高增益DC-DC变换器相比具有较小的开关管电压应力。

表1 不同变换器开关管的电压应力Tab.1 The different voltage stresses of the switch correspond to different converters

3.3 电感电流

此外，减小电感电流平均值，可以有效地减小电感的体积，降低变换器的复杂程度。

图8所示为CCM工作模式下，本文所提出变换器与Boost变换器的电感电流的对比，图中的纵坐标为电感电流平均值与输出电流平均值之比，横坐标为变换器的输入输出电压之比。可以发现，相对于传统的Boost电路，基于开关电感的有源网络升压变换器有较小的电感电流平均值。这对降低电感体积有很好的效果。

图8 电感电流平均值的对比Fig.8 A comparison of average current of different circuits

4 实验结果

为了验证理论分析的正确性，对基于开关电感的有源网络升压变换器在CCM工作模式下进行了开环实验验证。实验的条件为：输入电压Uin为20～40V，输出电压为200V，输出功率为200W，工作频率 50kHz。

图9 变换器在输入电压为20V情况下的实验波形Fig.9 Some typical experimental waveforms of theproposed converter when Uin=20V

变换器在20V输入条件下的实验波形如图9所示。其中，图9a为输入电压Uin为20V条件下，占空比控制信号Ugs，MOS管的漏源电压Uds1的波形，以及输出二极管VDo的电压波形。如图9a所示，MOS管的漏源电压Uds1与理论计算值110V相接近，输出二极管VDo承受的反向压降与理论计算值220V相近似。图9b为输入电压Uin为20V条件下，占空比信号Ugs和电感电流iL1，iL2的波形。如图9b所示，从图中可以发现，电感电流平均值与理论值3.25A相近。图9c为输入电压Uin为20V实验条件下，占空比信号Ugs，二极管VD1a、VD1c所承受的反向电压波形。从图中可以发现，VD1a所承受的反向电压与理论计算值45V相接近，而VD1c所承受的反向电压与理论计算值20V近似相等。

图10为输入电压Uin为30V情况下的部分实验波形。其中，图10a为30V输入Uin下，占空比控制信号Ugs，MOS管的漏源电压Uds1的波形，以及输出二极管VDo的电压波形。如图10a所示，MOS管的漏源电压与理论计算值115V相近，输出二极管VDo承受的反向压降与理论计算值230V相接近。图10b为30V输入Uin下，占空比信号Ugs，二极管VD1a，VD1c所承受的电压波形。从图中可以发现，VD1a所承受的反向耐压与理论计算值42.5V相接近，VD1c所承受的反向耐压与理论计算值30V近似相等。

图10 变换器在输入电压为30V情况下的实验波形Fig.10 Some typical experimental waveforms of theproposed converter when Uin=30V

表2为本文所提出的基于开关电感的有源网络升压变换器的电路参数的理论计算值和实验值的对比，从表2的对比可知，实验结果与理论推导相一致。

表2 电路的理论值和实验值对比Tab.2 A comparison of the calculated value and theexperimental value of the circuit

图11为基于开关电感的有源网络升压变换器在输入电压分别为20～40V，输出电压200V，输出功率200W情况下的效率曲线。

图11 变换器在不同输入电压下的效率曲线Fig.11 The efficiency curve of the converter indifferent input voltages

5 结论

本文提出了一种基于开关电感的有源网络升压变换器，该变换器具有较高的电压增益，较低的功率器件电压应力。文章详细地分析了电路的工作原理，给出了系统的输出特性曲线，讨论了功率器件的电压应力。最后，根据所提出的变换器拓扑，制作了一个200W的样机，实验结果与理论分析相一致。

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