具有移相控制的ZVS全桥DC-DC斩波变换器

1 引言

全桥变换器拓扑是国内外 DC-DC变换器电路中最常用的电路拓扑之一，在中大功率应用场合更是首选拓扑，得到了广泛的研究[1-3]。其中，全桥移相零电压开关 DC-DC变换器的研究更是热门，它采用移相控制方式，使变换器既保持了 PWM技术恒频占空比调节的优点，又实现了零电压开关，从而达到减小开关损耗，降低开关管的电流和电压应力的目的[4,5]。但也存在滞后桥臂零电压开关范围窄、占空比丢失严重、输出整流二极管反向电压过冲、转换效率较低等不足之处[6-12]。目前，不少学者针对其缺点提出了改进的方法，如文献[12]利用了一个由耦合电感和电容组成的辅助网络，以增加变换器的零电压负载范围。但在此电路中并无任何抑制变压器一次电压过冲的措施，且耦合电感绕制困难，品质难以保证。

本文提出一种采用无损缓冲电路的全桥 ZVS PWM DC-DC变换器。在此变换器中，滞后桥臂上并联一个辅助电路，使滞后桥臂容易实现零电压开关。在变压器的二次侧增加了一个无损缓冲电路，来限制整流二极管的反向电压过冲。

本文分析了变换器的软开关工作模态，设计了基于TMS320F2812 DSP的数字控制系统。理论分析及实验证明，这种新型变换器具有实现软开关负载范围大，辅助电路损耗小等特点。

2 工作原理

图1为采用无损缓冲电路的ZVS PWM DC-DC变换器拓扑结构。

图1 采用无损缓冲电路全桥ZVS PWM DC-DC变换器Fig.1 Full bridge ZVS PWM DC-DC converter with non-dissipative buffer circuit

该拓扑结构在滞后桥臂上并联了一个辅助电路，当滞后桥臂开关管关断时，ip和 ia同时给开关管并联电容充放电，使之在各种工作状态下，均能提供足够的能量来抽走将要开通的开关管并联电容上的电荷，创造零电压条件。为了分析电路的工作过程，假设所有器件均是理想的，输出滤波电感足够大，变换器工作于额定负载。变换器每半个开关周期有10个工作模态，其主要波形如图2所示。各个阶段的工作模态如图3所示，下面对变换器的各个工作模态进行分析。

在t0时刻，VD3和Q4导通，UAB电压为零，变压器一次电流处于续流状态。辅助电感 La电流 ia也处于续流状态，它流过Q4和VD6。

（1）模态 1[t0～t1]。在 t0时刻，Q4关断，ia、ip同时给C4充电，给C2放电，由于C2和C4的存在，Q4是零电压关断。此时UAB=-UC4，UAB由零变为负，一次电流减小，整流二极管VD7和VD8同时导通，将变压器二次绕组短接，这样变压器一次、二次绕组电压均为零。t1时刻，C4的电压上升到Uin，VD2导通，该模态结束。

图2 主要工作波形Fig.2 Operating waveforms

图3 变换器的工作模态Fig.3 Operation modes of converter

（2）模态 2[t1～t2]。在 t1时刻，VD2导通，将Q2的电压钳在零位，Q2可以实现零电压开通。此时加在变压器漏感和谐振电感La两端的电压均为-Uin，所以一次电流和谐振电感La上的电流均下降，且由于变压器漏感很小，所以一次电流将很快下降为零并反向增加，达到减小占空比丢失的目的。t2时刻，一次电流反向增加到负载电流在一次侧所对应的值，该模态结束。

（3）模态3[t2～t3]。在t2时刻，整流二极管VD7关断，VD8流过全部负载电流，C7开始与变压器漏感谐振，其关系满足

，Lr为变压器漏感等效到二次侧的值。t3时刻UC7上升到峰值4Uin/n，VD7的电压与C7的电压基本相等，从而VD7的反向电压被限制在0～4Uin/n之间。此时段内电感 Lg上的电压为两个二极管的正向导通压降 2Uf，Lg处于放电状态。谐振电感La的电流继续下降。

（4）模态4[t3～t4]。在t3时刻，C7开始通过VD11和Lg放电，Lg的电压变为-2Uin/n，然后线性下降。在t4时刻，C7的电压下降为2Uin/n，放电回路截止，Lg上的电压恢复为2Uf，此模态结束。

（5）模态 5[t4～t5]。谐振电感 La的电流继续下降，到t5时刻下降为零。此时段内电感Lg上的电压为2个二极管的正向导通压降2Uf，Lg处于放电状态。

（6）模态 6[t5～t6]。t5时刻，La与辅助电容 C5和 C6开始谐振工作，ia反向增加，给 C5放电，C6充电。t6时刻，C6的电压上升到输入电源电压，C5的电压下降为零，此模态结束。在此模态中，Lg处于放电状态。

（7）模态 7[t6～t7]。到 t6时刻，C6的电压上升到输入电源电压，C5的电压下降为零，此时 VD5导通，一直到t7时刻关断Q3，该模态结束。

（8）模态 8[t7～t8]。在 t7时刻，Q3关断，电流ip将给 C3充电，C1放电，Q3为零电压关断。此阶段，变压器一次、二次电压均下降。由于之前储存在C7上的电压为 2Uin/n，所以此时 C7将通过 VD11和Lg放电，Lg的电压变为-2Uin/n，然后下降。由于电容C7的作用，变压器二次电压的下降速度将慢于一次电压。在t8时刻，C3、C1充放电完毕，一次电压下降为零，该模态结束。

（9）模态 9[t8～t9]。在此阶段，一次电流流过Q2和 VD1，Q1可以实现零电压开通，电容 C7继续放电。t9时刻，C7电压下降为零，该模态结束。

（10）模态10[t9～t10]。在t9时刻，C7的电压下降为零。此后，电感Lg的电压恢复为2Uf，Lg处于放电状态。到t10时刻，关断Q2，该模态结束。

至此，半个周期的工作模态结束，后半个周期工作情况和前半个周期相似。

3 辅助电路的参数设计

为了在轻载时保持全桥电路的ZVS状态，需要辅助谐振电感中存储有足够的能量来完成桥臂电容的充放电。以Q2和 Q4组成的滞后桥臂为例，必须满足

式中，C2和 C4为与 Q2和 Q4并联的电容；CMOS为MOS结电容，它是一个非线性电容，其电容值反比于其两端电压的平方根。对并联的辅助电路进行分析，设其上电容C5=C6=Ca，则有

一般要求其谐振过程必须在工作周期 T的 1/2时间内完成，即

而在变压器二次辅助网络中，令C7=C8=Cr，由式（1）可以得到电容 Cr的充电时间 tcharge（与图 2中的时间段t2～t3对应）为

此时间段应远小于系统的开关周期。再根据谐振电感Lg上的电压在半个周期内的平均值为零，对其进行分析，可得到电感Lg上的电流为

此电流过小会拖长电容放电时间，过大则会增加辅助谐振电路的损耗，设计时应根据实际情况折中考虑。根据式（2）～式（6），可对辅助电路的参数进行设计。

4 实验结果

为了验证理论分析的正确性，设计了一台基于TMS320F2812 DSP的实验样机。通过数字控制芯片可以实现快速、灵活的控制，进一步提高电源设备的控制精度及可靠性[13,14]。实验电路的主要电量参数为：Uin=100V(1±20%)，Uo=24V，Io=3A，主电路开关管选择IRF840，C1～C4是开关管结电容，并联辅助电路中的电容 C5=C6=2.2nF，La=690μH，变压器电压比 n=N1:N2=3:1，C7=C8=4.7nF，整流二极管和 VD11、VD12选用 MUR1640CT，VD5、VD6、VD9和 VD10选用 MUR460，Lg=865μH，Lf=137μH，Cf=30μF。

图 4a是变换器工作在额定负载时的超前桥臂开关管 Q1的驱动和漏源电压波形。在开关管开通前，漏源极电压已经下降到零；而关断时，由于开关管内结电容的作用，漏源电压从零开始缓慢上升。Q1很好地实现了零电压开关。

图 4b是变换器工作在 10%额定负载时滞后桥臂开关管Q2的驱动和漏源电压波形。由于在滞后桥臂并联了辅助电路，即便是在轻载状况，Q2依然能够很好地工作在零电压状态，证明了该变换器零电压开关负载范围宽的特点。

图4 实验波形Fig.4 Experimental waveforms

图 4c为无缓冲电路时变压器二次整流后的电压波形，有大约 60%的电压过冲。而图 4d为加入缓冲电路时变压器一次及二次整流后的电压波形。一次电压幅值为100V，二次整流后电压幅值为30V左右，大约有20%的电压过冲，且占空比丢失很小。可见缓冲电路的作用明显。

图4e为滞后桥臂辅助并联电路C5的电压波形。图 4f为 La的电流波形。可以看出，与滞后桥臂并联的辅助电路的工作情况跟理论分析相符。

图4g为变压器一次电流波形。图4h为整流二极管VD7电压波形。从图中可以看出，通过在变压器二次侧加入无损缓冲电路，整流二极管的反向电压被限制在4Uin/n以内，整流二极管反向电压的最大值由输入电压 Uin和电压比 n决定。此处的电压峰值大约为130V，与理论分析一致。

图 4i 是当电流达到额定值时，输出电压纹波的实验波形。其峰-峰值大约为50mV，纹波系数为0.2%，输出纹波较小。

图5为根据实验结果得到的变换器效率曲线，加入缓冲电路后的变换器效率高于无缓冲电路时的变换器效率。当变换器工作在额定负载时，其效率达到85.9%。

图5 变换器效率曲线Fig.5 Efficiency of the converter

5 结论

本文提出的采用无损缓冲电路的 ZVS DC-DC变换器的工作频率为100kHz，所有开关管都能实现宽负载范围的零电压开关状态。滞后桥臂并联的辅助电路有效地加宽了其零电压工作范围，减小了二次侧占空比的丢失；变压器二次侧增加的无损缓冲电路限制了整流二极管的反向电压过冲。实验结果验证了理论分析的正确性及此技术方案的可行性。

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