一种适用于中子管离子源的高增益交错并联升压变换器

张 洋，乔 双

（东北师范大学物理学院，吉林 长春 130024）

0 引言

中子发生器与普通同位素中子源相比，其中子产额高、能谱单色性好、无γ本底，且可以产生脉冲中子，不用时可以关断，还具有易于防护、存储管理和运输方便等特点.因此，中子发生器在中子测井、煤质分析、中子照相和爆炸物及毒品检测等方面有着广泛的应用［1－5］.中子发生器主要结构如图1所示.离子源的作用是将储存器释放出的氘氚气体电离，产生所需的离子.直流离子源电源在当今使用最广泛［6－8］，中子发生器对直流离子源电源的供电要求在1.8～2.5kV连续可调，电流为0～5mA.由于市电整流滤波后的直流电为300V左右，远不能满足离子源电源的供电要求，因此需要一级升压变换器.现今升压变换器主要分为隔离型和非隔离型［9－14］.非隔离型升压变换器多是采用基于Boost变换的拓扑结构［9－12］.而传统Boost变换器变比低，难以满足离子源电源高压的要求.为了提高增益，在单相Boost变换器的基础上拓展了2个或2个以上串联的Boost变换器，电压增益相应提高，但能量经过多次处理，会影响效率，电池兼容EMC性能也较差.文献［11－12］中的三电平Boost变换具有较高的效率、较低的开关管和二极管的电压应力的特点，但其电压增益不能满足离子源电源的升压要求.文献［15］提出了一种把非隔离型的Boost变换器和隔离型的全桥直流变压器相结合的方式实现高增益升压，并在设计过程中采用软开关技术提高了整机效率，虽然其输入输出变比大，但该电路也面临结构复杂、体积大、成本高的问题.文献［13－14］针对隔离型升压变换器的结构分别提出了一种新型软开关DC－DC变换器和反激整流技术的升压DC－DC变换器，这类隔离型升压变换器可达到较高的增益和宽广的负载调整范围，但由于变压器的存在，使其体积增大和成本增高，漏感的影响使开关管的电压应力增大，易出现磁饱和现象.近年来，直流变换器系统广泛使用交错并联技术［16－19］.该技术具有动态响应好、低电流纹波率、易于抑制电磁干扰等特点成为研究的热点，但该电路也存在变比较低、子电路难以实现功率均衡的问题.文献［20］在传统Boost电路的基础上改进了设计，并结合Cockcroft－Walton电路实现大变比，且具有控制简单、可靠性高的特点，但该设计的变换器效率有待验证.

图1 中子发生器

近年来出现的实现高增益的升压变换器拓扑结构为发展离子源电源的设计提供了许多新思路、新方法和新技术，但也存在一些不足.若要达到理想的高增益高效率的要求，还需要不断地探索.本文在借鉴前人研究成果的基础上，提出一种新型的交错并联升压变换器，与传统的升压变换器相比，该变换器具有输出输入变比高、效率高、输出电流纹波低、工作性能稳定和控制电路简单的特点.

1 新型的高增益交错并联升压变换器

1.1 拓扑结构

新型的高增益交错并联升压变换器如图2所示.主电路是由2个交错的并联直流升压变换器模块并联，再与Cockcroft－Walton电路串联构成.图中：U1为输入电压；C11为输入电容；L1和L2是升压变换器所需的升压电感；D1，D2，D3和D4是快恢复二极管；C1，C2，C3和C4为储能电容；RL为负载；开关管Q1，Q2，Q3和 Q4为 MOSFET管.为了便于分析，假设：（1）L1和L2的结构和电感量相同；（2）C1＝C2＝C3＝C4；（3）所有开关管、二极管、电容、电感均为理想元器件.

图2 新型高增益交错并联升压变换器

1.2 工作原理分析

由图2可知，电感L1和L2是交错并联的连接方式，其中L1受控于开关管Q1和Q2而工作于Buck－Boost变换器的连续导通模式（continuous conduction mode CCM）；L2受控于开关管Q3和Q4而工作于Boost变换器的断续导通模式（discontinuous conduction mode DCM）.开关管Q1，Q2，Q3和Q4采用相移控制策略.Q1作为电感L1的主控开关，其占空比用d1表示；Q4作为电感L2的主控开关，其占空比用d2表示，且d1＞d2.另外，在Q1关断时，Q2可以为电感L1提供续流回路，同时Q3关断，防止电感L1和L2互相之间产生干扰，影响电路的稳定.在一个开关周期内，电路有4种工作模态，各模态的等效电路如图3所示.

图3 新型变换器各模态的等效电路

（1）模态1［t0－t1］：如图3（a）所示，开关管 Q2导通，Q1，Q3和Q4关断，电感L1向电容C1充电，此时，L1的电流iL1下降，L2工作于断流状态.

（2）模态2［t1－t2］：如图3（b）所示，开关管 Q1，Q3和 Q4导通，Q2关断，电源U1同时对电感L1和L2充电，电流iL1和电流iL2不断增大.

（3）模态3［t2－t3］：如图3（c）所示，开关管Q1和Q3导通，Q2和Q3关断，电源U1和电感L2通过电容C1向电容C2充电，此时，L1的电流iL1不断增大，L2的电流iL2不断降低.

（4）模态4［t3－t4］：如图3（d）所示，Q2，Q3和 Q4关断，Q1导通，电源U1对电感L1充电，此时，L1的电流iL1不断增大，L2的电流为零.

根据开关管开通与关断的驱动波形，可以推导出一个开关周期TS内电路在上述4种工作模态下的主要参数的波形，如图4所示.在多个工作周期后，电容C3和C4被相继充电.最后，在稳定状态时变换器的输出电压为电容C2和C4电压的叠加值，进而达到升压效果为后级负载供电.

2 稳态工作性能分析

图4 开关管驱动波形和主要参数波形

2.1 稳态电压增益

设定其输入电压U1等于UIN，即U1＝UIN，电路的2个支路分别工作于Buck－Boost和Boost模式，在这2种模式下，可得到各模态稳态时的状态方程.

在Boost模式下分析，为使Cockcroft－Walton电路中输入电压平衡，设定变换器的2条并行支路升压的幅值一样，即UC2＝2UC1.此时，变换器的输出电压UO＝UC4＋UC2.根据电感L1和L2的伏秒平衡和电容C1，C2，C3，C4的安秒平衡原理可得

由（5）式可知，新型的高增益交错并联升压变换器的输出输入变比得到了明显的提高，要比传统的单Boost变换器的输出输入变比提高了4倍.

2.2 开关电压应力

由图2和3可知，开关管Q1和Q4所承受的最大电压应力分别为U1和UO／4，因此本电路与传统的Buck－Boost和Boost电路相比在开关器件的电压应力相当.可以通过进一步改进电路来降低开关器件的电压应力，这是以后将要研究的内容.

3 控制模式分析

本文电路采用脉宽调制（pulse width modulation，PWM）控制模式，使Q1和Q2，Q3和Q4的驱动信号分别构成互补信号，如图4所示.两部分子电路交替导通工作，该变换器工作于4种模态，并且在4种模态下的状态方程是（1—3）式.具体控制方式有2种模式.

（1）保证Cockcroft－Walton电路的输入交流电的正负电压幅值相同，即2UC1＝UC2.此种模式在满足输出电压稳定输出的情况下，分别调节L1和L2的占空比，输入电压值小的占空比上调；反之，输入电压值大的占空比下调.其目标是使2个输入电压经过电感变换后的输出电压相同.虽然L1和L2的占空比不同，但每个电感工作时的电流变化相等，即满足伏秒平衡原理.输出的电压是4UC1，输入输出电压变比得到了很大提升.

（2）在同一占空比下调节，即d1＝d2.此种情况只对输出电压进行采样，当输出电压低时，上调占空比；反之，下调占空比.这种控制模式下，UC2＝2UC1不再成立.输入电压值高的一侧电路承担更多的升压任务.由于2条支路是并行连接，所以该模式下每一路电感依然满足伏秒平衡原理，同样可以达到升压效果.

4 实验结果

为了验证该新型电路的理论分析，以TMS320F2812为控制器，采用如上述的控制模式1制作一台输出电压2kV、功率20W的实验样机.开关管的驱动频率50kHz，L1占空比为66%，L2占空比为48%，负载电阻200kΩ.设定输入电压为电网整流滤波后的电压最低值240V，电路中元件的参数选择见表1.

表1 电路中元件的参数

图5为变换器工作于固定频率固定脉宽的主要实验波形.图5（a）为开关管Q1和Q2与Q3和Q4的驱动波形，图5（b）为输入电流波形和输出电流波形.由于2个电感电流的交错作用，输出电流的纹波也相应地降低.图5（c）是Q1和Q4工作时经过分压得到的电压应力波形，其中Q1和Q4关断时的电压应力都是450V，为输出电压的1／4；与此同时，Q4的电压应力波形也是关键节点电压波形（在该节点处产生交流电压）.从图5中可以看出，电路实现了输出输入大变换比的功能，且在关键节点处得到一次升压，并产生交流电压，再经过电容的充电放电平衡达到2kV输出电压，与理论分析一致.在满载功率情况下，输出电压为1998V，输入电压为240V时，输入电流96mA，该新型变换器的效率可达到87%.

图5 主要实验波形

5 总结

针对离子源电源的特点，在传统Boost电路和交错并联升压变换器的基础上，提出了一种高增益交错并联升压变换器.分析了该变换器的4种工作模态，并给出了相应的相移控制策略.实验表明本文所提出的新型变换器具有以下特点：

（1）新型的升压变换器相对于传统Boost变换器有效稳定地提高了输出输入变换比，适合应用于低压输入、高压输出的直流变换场合.

（2）由于本电路与传统的交错并联升压变换器的结构类似，因此也具备输出电流纹波小的特点，该优点减小了对后级逆变器的输入波动影响.

（3）本文电路的效率在满载时可达到87%，在以后的研究工作中使用软开关技术，估计可进一步提高工作频率和变换效率.

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