电动汽车用三端口Buck＆Boost变换器的能量管理策略

陈旭玲，刘福鑫

(1．南京航空航天大学机电学院，江苏 南京210016;2．南京航空航天大学自动化学院，江苏 南京210016)

1 引言

电动汽车将各种新能源或传统能源与蓄电池、超级电容等储能装置联合起来，通过多种能源之间的互补性实现驱动能量的合理利用，不仅可以减少对石油等传统化石能源的依赖，而且可以大幅减少温室气体的排放，因此具有广阔的市场前景。

电动汽车一般可分为纯电动汽车、混合动力电动汽车和燃料电池电动汽车三种类型［1］。以燃料电池汽车为例，其供电系统是由燃料电池与蓄电池构成的多电源架构，其中燃料电池是车辆运行的主要动力源，蓄电池是辅助动力源，两者分别经直流变换器与高压直流母线相连，再通过逆变器来驱动电机。由于每个动力源端口与高压直流母线端口之间均需要通过直流变换器连接，那么多个动力源端口就需要多个直流变换器，系统存在以下缺点:①变换器数量较多，系统结构复杂;②系统中每增加一个动力源端口就要相应地增加变换器及其控制电路，系统成本较高。为了简化系统结构、降低成本，可以采用单个多端口直流变换器(Multi-Port Converter，MPC)取代原有的多个直流变换器。MPC使系统结构简单的同时，将各个端口有机结合，采用合理的控制策略即可实现各个端口之间的能量传递以及能量的最优利用。

目前关于MPC的控制策略尚在研究之中，其中文献［2-4］在一种非隔离型MPC中采用模糊逻辑控制策略，使MPC能够适应燃料电池和蓄电池非线性工作的特性，同时在任意功率需求下保证直流母线电压可控。对于隔离型MPC的研究则主要集中在隔离型半桥和全桥三端口直流变换器［5-10］，如在半桥型三端口变换器中采用移相控制和占空比控制，其目的是研究提高开关管实现软开关的范围［5］;在全桥型三端口变换器中引入移相控制和占空比控制，研究如何降低系统损耗，同时利用解耦网络实现多个控制环路之间的解耦［6］。

本文采用一种新型三端口Buck＆Boost变换器构建电动汽车供电系统，根据各种工作模式特点提出三端口Buck＆Boost变换器的能量管理策略，从而实现了各个端口之间能量自由传递和模式之间自由切换。在实验室研制了一台1kW原理样机，对该变换器的能量管理策略进行了实验验证。

2 电动汽车供电系统典型工作模式

图1给出典型电动汽车供电系统结构图，如图所示，系统中存在三个不同电压等级的端口，分别为主动力源、辅助动力源的输出以及高压直流母线。本文采用三端口Buck＆Boost变换器构建该系统，电路图如图2所示，其中1#源(主动力源)的输出定义为1#端口，其电压幅值为V1，2#源(辅助动力源)的输出定义为2#端口，其电压幅值为V2，高压直流母线定义为3#端口，其电压幅值为V3。

图1 电动汽车供电系统结构图Fig．1 Configuration of electric vehicle power system

图2 三端口Buck＆Boost变换器Fig．2 Three-port Buck＆Boost converter

根据汽车行驶工况的不同，电动汽车供电系统可分为以下五种工作模式。(1)工作模式一:当汽车在启动、加速或爬坡时，需要的驱动功率较大，此时1#源输出的功率小于3#端口所需功率，不足功率由2#源补充。(2)工作模式二:如果汽车正常行驶时需要的驱动功率小于1#源提供的功率，1#源将单独给高压直流母线供电，此时2#源不输出功率。(3)工作模式三:在工作模式二中，如果2#源的能量不足，1#源给高压直流母线供电的同时，可将多余的能量给2#源充电。(4)工作模式四:当汽车刹车或者下坡通过制动装置回馈能量时，回馈的能量通过高压直流母线优先向1#源充电。(5)工作模式五:在模式四中，如果制动回馈的能量较多，3#端口将同时向1#源和2#源回馈能量。

3 三端口Buck＆Boost变换器的能量管理策略

在工作模式一中，1#和2#端口同时向3#端口传递能量，而工作模式二中，只有1#端口单独向3#端口传递能量，因此在这两个工作模式下，可以将1#和2#端口等效为直流源，3#端口等效为负载。

本文采用主从控制方式分配两个端口的输出功率，在工作模式一时1#源以功率Pin1_ref输出，不足功率由2#源补充，因此1#端口单元工作在Boost恒流模式，控制1#源的输入电流iin1，2#端口单元工作在Boost模式控制中间母线电压Vbus，3#端口单元工作在Boost模式控制3#端口电压Vo3;而在工作模式二中，1#端口单元由控制1#源的输入电流iin1变成控制中间母线电压Vbus，而2#端口单元工作在关机模式，3#端口单元工作模式不变。

图3给出实现工作模式一、二切换的控制框图，其中两种工作模式的选通信号由图中迟滞比较器的输出vSD1决定，迟滞比较器的基准io3_ref1由1#端口的输出功率Pin1_ref确定，通过采样3#端口的电流io3-f与io3_ref1进行比较，当io3-f＞io3_ref1时，vSD1为高电平，S1和S2导通，S3关断，同时开通2#端口单元的开关管，变换器工作在模式一;当io3-f＜io3_ref1时，vSD1为低电平，S1和S2关断，S3导通，同时关闭2#端口单元开关管的驱动信号，变换器工作在模式二。根据3#端口电流io3的变化，可以实现两个模式的自由切换。

图3 工作模式一、二的控制框图Fig．3 Control diagram for operation mode Iand II

在工作模式三中，1#端口向3#端口传递能量的同时给2#端口充电，此时1#端口等效为直流源，2#和3#端口等效为负载。本文通过检测3#端口输出电流的方法来判断是否为2#端口充电，当3#端口输出电流低于某设定值时，认为1#端口有充足的能量，此时1#端口可向2#端口充电，1#端口单元工作在Boost模式控制中间母线电压Vbus，2#端口单元工作在Buck模式稳定2#端口电压Vo2，3#端口单元工作在Boost模式控制3#端口电压Vo3，变换器工作在模式三;如果3#端口输出电流高于该设定值，则1#端口不向2#端口充电，此时变换器工作在模式二。

图4给出工作模式二、三的控制框图，工作模式二和三的选通信号由图中迟滞比较器的输出vSD2决定，本文设定迟滞比较器的基准io3_ref2由Pin1_ref/2决定，当io3-f＜io3_ref2，即3#端口输出功率小于Pin1_ref/2时，vSD2为低电平，2#端口单元开关管驱动信号开通，变换器工作在模式三。当io3_ref1＞io3＞io3_ref2，即3#端口输出功率大于Pin1_ref/2、小于Pin1_ref时，vSD2为高电平，2#端口单元开关管驱动信号关闭，变换器工作在模式二。通过判断3#端口电流io3的变化，可以实现工作模式二和三之间的自由切换。

图4 工作模式二、三的控制框图Fig．4 Control diagram for operationmode IIand III

在工作模式四中，3#端口向1#端口回馈能量，而工作模式五中，3#端口向1#端口和2#端口同时回馈能量，因此在这两个工作模式下，1#和2#端口等效为负载，3#端口等效为直流源。在工作模式四中，1#端口单元工作在Buck模式控制1#端口电压Vo1，2#端口单元工作在关机模式，3#端口单元工作在Buck模式控制中间母线电压Vbus;如果1#端口的电流io1达到其限流值，1#端口单元由控制Vo1变为控制io1，同时开通2#端口单元，变换器切换到工作模式五，此时三个端口单元都工作在Buck模式，1#端口单元控制io1，2#端口单元控制2#端口电压Vo2，3#端口单元控制中间母线电压Vbus。

图5给出工作模式四和五的控制框图，工作模式四和五的选通信号由图中迟滞比较器的输出vSD3决定，将电压调节器的输出vVo1与电流调节器的输出vIo1进行比较，当vIo1＞vVo1时，vSD3为高电平，关闭2#端口单元开关管的驱动信号，变换器工作在模式四;当vIo1＜vVo1时，vSD3为低电平，此时开通2#端口单元的开关管，变换器工作在模式五。通过比较1#端口单元电压调节器和电流调节器的输出vVo1和vIo1的大小，可以实现工作模式四和五之间的自由切换。

图5 工作模式四、五的控制框图Fig．5 Control diagram for operation mode IV and V

4 实验验证

实验所用的数据如下:1#端口电压:V1=48(1±10%)V;2#端口电压:V2=36(1±10%)V;3#端口电压:V3=160(1±10%)V;中间母线电压:Vbus=80 V;变换器额定功率:Po=1000 W;1#端口功率的参考值:P1_ref=600 W;开关频率:fs=50 kHz;1#端口输入电流参考值:iin1_ref=12.5 A;1#端口输出电流限流值:io1_ref=10.5 A;3#端口输出电流参考值:io3_ref1=3.75 A，io3_ref2=1.88 A。

4.1 稳态实验波形

图6给出了满载时变换器在工作模式一下的稳态实验波形，分别为三个端口单元主控管的驱动波形vgs1、vgs3、vgs5，AB两点电压波形vAB和电感Lf1的电流波形iLf1、CD两点电压波形vCD和电感Lf2的电流波形iLf2、EF两点电压波形vEF和电感Lf3的电流波形iLf3，从图中可以看出中间母线电压为80 V，3#端口电压为160 V，由各个电感电流幅值可知，此时1#和2#端口同时向3#端口供电。

图6 工作模式一的稳态实验波形Fig．6 Experimentalwaveforms in operation mode I

当负载下降到半载时，Pin1_ref＞Po3，2#端口单元退出工作，由1#端口单独供电，此时变换器切换到工作模式二，图7给出了该模式下的稳态实验波形。由波形可知，中间母线电压稳定在80 V，vCD=Vin2=36 V，3#端口电压为160 V，2#端口单元开关管驱动信号vgs3=0，2#端口的输入电流为零，表明2#端口单元停止工作，1#端口单独向3#端口供电。

当负载继续减小时，2#端口单元开通，变换器工作在模式三，图8给出该模式下的稳态实验波形。由波形可知，2#端口单元的主控管变为Q4，工作在Buck模式稳定2#端口电压Vo2，中间母线电压为80 V，2#端口单元的电感电流iLf2反向，表明2#端口吸收能量，电感电流iLf1和iLf3的方向不变，3#端口电压稳定在160 V。

图7 工作模式二的稳态实验波形Fig．7 Experimentalwaveforms in operationmode II

图8 工作模式三的稳态实验波形Fig．8 Experimentalwaveforms in operationmode III

图9给出了工作模式四的稳态实验波形。由波形可知1#端口的输出电流约为9.5 A，小于其限流值io1_ref=10.5 A，因此2#端口单元开关管驱动信号关闭，即vgs4=0，中间母线电压为80 V，2#端口吸收的功率Po2=0，由于2#端口是负载，因此CD两端的电压vCD=0，1#和3#端口单元的电感电流反向，此时3#端口向1#端口单独供电。

图10给出了工作模式五的稳态实验波形。由波形可知，1#端口的输出电流io1=io1_ref=10.5 A，达到其限流值，因此1#端口由稳压变为限流，同时2#端口单元开关管驱动信号开通，中间母线电压为80 V，此时3#端口向1#和2#端口同时供电。

图9 工作模式四的稳态实验波形Fig．9 Experimentalwaveforms in operationmode IV

图10 工作模式五的稳态实验波形Fig．10 Experimentalwaveforms in operation mode V

以上实验结果表明变换器在五种工作模式下均能稳定工作，从而验证了本文所提出控制策略的有效性。

4.2 动态实验波形

图11给出了工作模式一中负载突增到突减时的实验波形，由波形可知负载电流io3在75%满载与满载之间跳变时，1#端口的输入电流稳定在12.5 A不变，即1#源以功率Pin1_ref=600 W输出，由于负载所需功率大于1#源提供的最大功率，因此2#端口单元没有退出工作，其输入电流随着负载的变化而变化，在负载跳变的前后，中间母线和3#端口的电压始终保持稳定。

图12给出了io3在半载与75%满载之间跳变时的实验波形。当io3从半载跳变至75%满载时，变换器从工作模式二切换至模式一;当io3从75%满载跳变至半载时，变换器从工作模式一切换至模式二。由波形可知，在工作模式一和二切换的过程中，中间母线和3#端口的电压始终保持稳定。

图11 工作模式一时负载突增到突减的实验波形Fig．11 Experimental waveforms corresponding to a step change in load current in operation mode I

图12 工作模式一与工作模式二切换的实验波形Fig．12 Experimentalwaveforms corresponding tomodeswitching between operation mode Iand II

图13 给出了io3在半载与25%满载之间跳变时的实验波形。当io3从25%满载跳变至半载时，变换器从工作模式三切换至工作模式二;当io3从半载跳变至25%满载时，变换器从工作模式二切换至工作模式三。由波形可知，在工作模式二和三切换的过程中，中间母线和3#端口的电压始终保持稳定。

图14给出了工作模式四、五之间切换时的实验波形。由波形可知，在工作模式四和五切换的过程中，中间母线电压始终保持稳定。

图13 工作模式二与工作模式三切换的实验波形Fig．13 Experimental waveforms corresponding tomodeswitching between operation mode IIand III

图14 工作模式四与工作模式五切换的实验波形Fig．14 Experimentalwaveforms corresponding tomodeswitching between operationmode IV and V

上述动态实验结果表明，本文提出的能量管理策略可以有效实现各个工作模式之间的自由切换。

5 结论

本文采用一种新型三端口Buck＆Boost变换器构建电动汽车供电系统，根据各种模式下的工作特点提出了相应的能量管理策略，该策略具有如下优点:

(1)各个端口的电压、电流和功率均能独立控制;

(2)实现了任意端口之间能量的自由传递;

(3)实现了工作模式之间的自由切换以及具体工作模式下的功率分配。在实验室完成一台1kW的原理样机，实验结果验证了本文提出的能量管理策略的有效性。

［1］Emadi A，Williamson SS，Khaligh A．Power electronics intensive solutions for advanced electric，hybrid electric，and fuel cell vehicular power systems［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2006，21(3):567-577．

［2］Solero L，Lidozzi A，Pomilio JA．Design ofmultiple-input power converter for hybrid vehicles［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2005，20(5):1007-1016．

［3］Napoli A Di，Crescimbini F，Capponi FG，et al．Control strategy formultiple input DC-DC power converters devoted to hybrid vehicle propulsion systems［A］．Proc．IEEE SIE［C］．2002.1036-1041．

［4］Ferreira A A，Pomilio JA，SpiazziG，etal．Energymanagement fuzzy logic supervisory for electric vehicle power supplies system［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2008，23(1):107-115．

［5］Tao H，Duarte J L，Hendrix M A M．Three-port triplehalf-bridge bidirectional converter with zero-voltage switching［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2008，23(2):782-792．

［6］Zhao C，Round S D，Kolar JW．An isolated three-port bidirectional dc/dc converter with decoupled power flow management［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2008，23(5):2443-2453．

［7］Tao H，Duarte JL，Hendrix M A M．Family ofmultiport bidirectional DC-DC converters［A］．Proc．IEEE EPA［C］．2006．451-458．

［8］Waltrich G，Duarte JL，Hendrix M A M．Multiport converters for fast chargers of electrical vehicles-focus on high-frequency coaxial transformers［A］．Proc．IEEE IPEC［C］．2010.3151-3157．

［9］Qian Z，Abdel-Rahman O，Hu H，et al．An integrated three-port inverter for stand-alone PV applications［A］．Proc．IEEE ECCE［C］．2010.1471-1478．

［10］Qian Z，Abdel-Rahman O，Pepper M，et al．Analysis and design for paralleled three-port DC/DC converters with democratic currentsharing control［A］．Proc．IEEE ECCE［C］．2009.1375-1382．