直驱风电系统LVRT无源混合控制研究

马先芹，王久和

（北京信息科技大学自动化学院，北京 100192）

直驱风电系统LVRT无源混合控制研究

马先芹1，王久和2

（北京信息科技大学自动化学院，北京 100192）

为了加强永磁直驱风电系统低电压穿越能力和输出功率的稳定性，提出将网侧电压的跌落信号反馈到整流侧，作为整流侧输出功率的参考值，减小了直流端的功率不平衡。对此，采用以无源控制为主、PI控制为辅的混合控制策略，分别建立了机侧和网侧变流器的EL数学模型，得到了dq轴电流解耦的控制律，为提高变流器的动态性能，采用注入阻尼的方法对控制器进行优化。仿真结果表明所提控制策略是可行的。

直驱风力发电；PWM变流器；无源控制；低电压穿越；阻尼注入

1 引言

随着人类对能源需求的急速增加，可再生能源成为全球研究的热点，其中风力发电得到了迅速的发展。与传统风电系统相比，直驱风力发电系统省去故障率高的齿轮箱，具有机械损耗小、成本低、结构简单、发电效率及运行可靠性高、低电压穿越能力强等优点［1-3］。

为了适应新的电网规则，风电机组在并网点发生电压跌落时，风力机必须保持并网。目前常用的方法有：直流端加入卸荷电路［1-2］、直流端并入超级电容器储能装置［4-5］。本文提出将网侧的电压跌落信号反馈到整流侧，作为整流侧输出功率的参考值，减少了直流端的功率不平衡，从而实现低电压穿越。

在PWM变流器系统设计中，常用的控制策略有功率控制［6］、反馈线性化控制［7］、基于自抗扰技术的控制［8］、基于无源控制理论的控制、PI控制。由于只采用PI控制器具有调试难度大、结构复杂等不足。对此，本文提出了无源混合控制策略，分别建立了机侧和网侧变流器的EL数学模型，利用无源控制理论［9-11］设计无源控制器，使变流器具有良好的性能。仿真结果验证本文所提控制策略是可行的。

2 基于双PWM变流器的拓扑结构及建模

2.1 双PWM变流器拓扑结构

为适应新的电网规则，风力发电系统在电网故障时必须具备低电压运行能力，进一步还需要无功功率的支持。为了模拟发电系统，本文采用三相电源代替多级低速永磁同步发电机风电。

直驱风电系统双PWM变流器拓扑结构如图1所示。为建立其数学模型，需要作如下假设：1）电源为三相对称正弦电压；2）滤波电感是线性的，且不考虑饱和；3）开关为理想开关，无导通关断延时，无损耗。

图1 直驱风电系统双PWM变流器拓扑结构图Fig.1 The topology of dual PWM converter with direct-drive wind power

在图1中，uu,uv,uw为三相对称相电压；iu,iv,iw为输出的三相电流；Su,Sv,Sw为机侧变流器的开关函数。iDC为直流母线电流；uDC为直流电压；R,L为滤波器电抗器的电阻和电感；C为直流侧电容；uru，urv，urw为变流器的输入相电压；iL1为负载电流。Sa，Sb，Sc为网侧变流器的开关函数；其中Sj(j=u，v，w)=1（上桥臂导通，下桥臂关断），Sj(j=u，v，w)=0（下桥臂导通，上桥臂关断）。ua，ub，uc为网侧变流器输出的三相交流相电压，ia，ib，ic为网侧变流器输出的三相电流，uga，ugb，ugc为网侧三相交流电源。

2.2 机侧变流器的数学模型

在三相对称电源电压情况下，机侧变流器在三相uvw坐标系下的数学模型为

将变流器在三相uvw坐标系下的系统等量变换到两相同步旋转dq坐标下，其等量变换矩阵为于是可得dq同步旋转坐标系下机侧变流器的数学模型为

式中：Sdm，Sqm为开关函数在dq轴上的分量。

对于平衡电源，若ud=Um，uq=0，则输入机侧变流器的有功功率和无功功率分别为

由式（3）和式（4）可得机侧变流器在两相同步旋转dq坐标系下的数学模型为

将式（5）写成EL方程的标准形式为

各矩阵具体表达式为

2.3 网侧变流器的数学模型

通常对其采用基于电网电压定向的矢量控制技术，将电网电压定向到d轴，则网侧变流器在两相dq同步旋转坐标系下的数学模型为

式中：Sd，Sq分别为开关函数在dq轴上的分量。

在三相平衡电网电压情况下，ued=Um，ueq=0，流向电网的有功功率和无功功率分别为

由式（7）和式（8）可得网侧变流器在两相旋转dq坐标系中的数学模型为

将式（9）化成EL方程的标准形式，可得：

式中：Mg为正定的对角矩阵；Jg为反对称矩阵，Jm=-JTm，反映系统内部的互联结构；Rg为对称正定矩阵，反映系统的耗散特性；ug为系统与外部的能量交换。

各矩阵具体表达式为

3 控制器的设计

3.1 机侧变流器控制器的设计

3.1.1电压外环控制器

电压外环控制器采用PI控制器，其传递函数为

于是可以按照典型II型来选择Kpv和Kiv。

3.1.2 无源控制器的设计

为使系统快速收敛到期望点，使误差能量函数快速变零，需要注入阻尼，加快系统耗散。注入阻尼耗散项为

于是可得实现式（16）的机侧变流器的开关函数为

将式（18）带入式（5），若Ra1，Ra2选择的比较大，则Pm可以很快地稳定于Pref，Qm可以很快地稳定于0，则有

式（19）中的第3个式子满足功率平衡，uDC的稳定值为uDCR。式（19）表明控制律能实现动态和稳态解耦，提高系统的动、静稳定性能。

由式（19）开关函数，可得机侧变流器的控制框图如图2所示。

3.2 网侧变流器控制器的设计

3.2.1 期望稳定平衡点的确定

图2 机侧变流器控制框图Fig.2 The control block diagram of machine-side converter

3.2.2 无源控制器的设计

取误差能量函数

为使系统快速收敛，要注入阻尼，其阻尼耗散项为

则式（22）可变成

于是可得式（26）的网侧变流器开关函数为

将式（28）带入式（9），若Ra1，Ra2选择的比较大，则Pg可以很快地稳定于P，Qg可以很快地稳定于0，则有：

由式（29）所得开关函数，可得网侧变流器的控制框图如图3所示。

图3 网侧变流器控制框图Fig.3 The control block diagram of grid-side converter

综合以上的控制策略，可得以无源控制为主、PI控制为辅的直驱风电系统结构框图见图4。

图4 无源控制为主、PI控制为辅的直驱风电系统控制框图Fig.4 Control block diagram based on passivity and PI control of direct-drive wind power

4 仿真研究

用Matlab/Simulink软件对系统进行仿真。机侧变流器电压外环采用经典PI控制器，其中kp=2，ki=4；直流电压期望值设为680 V，电抗值为15 mH，电抗器内阻和线路电阻之和为0.1 Ω，电容器为1 000 μF ，网侧变流器交流电压幅值为311 V，注入阻尼Ra=100 Ω，电压跌落的幅值为50%，0.5 s时跌落开始，1 s时跌落结束。

机侧变流器的仿真结果如图5～图8所示，图5表明在电压跌落时，电流相应减小，跌落结束后迅速恢复至原来的值；直流侧电压的仿真波形如图6所示，在电压跌落时有一个上冲，经过控制器的调节后逐渐恢复至额定值，电压恢复时有一个下陷。图7表明变流器的输出有功、无功功率的变换情况，电压跌落期间，由于电流不能突变，输出的有功功率很快跌落至50%左右，无功功率基本不变；变流器的功率因数如图8所示，基本实现单位功率因数。

图5 机侧变流器的a相电压和电流的仿真波形Fig.5 The a phase voltage and a phase current of machine-side converter

图6 直流侧电压的仿真波形Fig.6 Waveforms of DC voltage

图7 机侧变流器输出的有功功率、无功功率仿真波形Fig.7 Output active and reactive power of machine-side converter

网侧变流器的仿真结果如图9～图11所示，图9表明有功、无功功率的变换；图10表明实现单位功率因数运行；网侧变流器的a相电压和a相电流的仿真波形如图11所示。

图9 网侧变流器输出的有功功率、无功功率仿真波形Fig.9 Active and reactive power of grid-side converter

图10 网侧变流器功率因数仿真波形Fig.10 Power factor of grid-side converter

图11 网侧变流器的a相电压和电流的仿真波形Fig.11 a phase voltage and current of grid-side converter

当电压跌落30%时变流器两侧的有功功率和无功功率的变换如图12、图13所示。

图12 机侧变流器侧输出的有功、无功功率仿真波形Fig.12 Output active and reactive power of machine-side converter

图13 网侧变流器侧输出的有功、无功功率仿真波形Fig.13 Output active and reactive power of grid-side converter

当电压跌落70%时，变流器两侧的有功、无功功率的仿真波形如图14、图15所示。

图14 机侧变流器侧输出的有功、无功功率仿真波形Fig.14 Output active and reactive power of machine-side converter

图15 网侧变流器侧输出的有功、无功功率仿真波形Fig.15 Output active and reactive power of grid-side converter

综上所述，可以看出针对电压不同程度的跌落，本文所提的控制策略是可行的。

5 结论

针对直驱风电系统，本文提出了一种以无源控制为主、PI控制为辅的控制策略。仿真结果表明机侧变流器在网侧电压跌落期间输出功率减小，直流侧电压能够快速跟踪期望值，网侧变流器基本实现单位功率因数，交流电流正弦化，实现低电压穿越，验证了所提控制策略是可行的。

［1］ 李建林，许洪华.风力发电中的电力电子变流技术［M］.北京：机械工业出版社，2008.

［2］ 李建林，许洪华.风力发电系统低电压运行技术［M］.北京：机械工业出版社，2008.

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［4］ 李建林，徐少华.直接驱动风力发电系统低电压穿越控制策略［J］.电力自动化设备，2012，32（1）：29-33.

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［8］ 韩京清.抗扰控制技术——估计补偿不确定因素的控制技术［M］.北京：国防工业出版社，2008.

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［10］王久和.无源控制理论及其应用［M］.北京：电子工业出版社，2010.

［11］王久和.电压型PWM整流器的非线性控制［M］.北京：机械工业出版社，2008.

修改稿日期：2014-05-16

Passivity-based Hybrid Control to Research on the LVRT of Direct-drive Wind Power

MA Xian-qin1，WANG Jiu-he2
（School of Automation，Beijing Information Science&Technology University，Beijing100192，China）

In order to enhance low voltage ride through（LVRT）capability and stabilize output power of direct-drive permanent magnet wind power system，presented using the grid-side voltage drop signal feedback to the rectifier side as the output power reference value，and decreased the DC side power imbalance.For this novel hybrid control strategy based on passivity and PI control is adopted.Euler-lagrange（EL）model of the dual-PWM converter are established.And the control law that can decoupledqaxis currents based on the EL model，in order to improve the dynamic performance of the inverter，we can adopt the approach called injecting damping to optimize the controller.The simulation results show that based on the proposed control strategy is feasible.

direct-drive wind power；PWM converter；passivity-based control；low voltage ride through；injecting damping

TM315

A

国家自然科学基金资助项目（5107705）；北京市高校创新能力提升计划项目（PXM2013_014224_000095）；北京市教委科技发展计划面上项目（SQKM-201211232009）；北京市青年拔尖人才培育计划项目（CIT&TCD201304111）

马先芹（1986-），女，硕士研究生，Email：wlxmaxianqin@126.com

2013-05-24