新颖的双调制波中点电位控制策略的研究

何凤有，李探，陈勋，高新宇

（中国矿业大学信息与电气工程学院，江苏徐州 221008）

新颖的双调制波中点电位控制策略的研究

何凤有，李探，陈勋，高新宇

（中国矿业大学信息与电气工程学院，江苏徐州 221008）

针对三电平中点钳位式逆变器中点电位平衡的问题，建立了中点电位小信号模型，提出了一种新颖的中点电位闭环控制策略。该控制策略采用双调制波脉宽调制方法，不仅可以获得较高的直流电压利用率还消除了中点电位的低频振荡；采用PI调节器作为控制器，具有中点电位动态响应快，并可以实现中点电位的稳态无静差控制。在三电平中点钳位逆变器实验平台上进行了实验验证。实验结果证明了所提出控制策略的正确性和有效性。

三电平中点钳位逆变器；双调制波PWM；中点电位；PI调节器

1 引言

自中点钳位结构提出以来，中点钳位式三电平在变频领域得到了越来越广泛的应用。作为中点钳位结构的固有问题，三电平中点电位平衡的问题成为越来越多的学者研究的热点［1］。三电平的PWM调制策略主要有载波脉宽调制法和空间矢量脉宽调制法。这两种脉宽调制策略都会在直流母线的中点产生3倍基波频率的中点电流，因此需要较大的电容来减小中点电位的波动并保持中点电位的平衡［2］。

文献［3-5］介绍了一种双调制波脉宽调制法，可以获得和空间矢量脉宽调制法同样高的直流电压利用率，同时还可以消除中点电位的低频振荡。文献［2］通过调节中间电压控制中点电位，可以消除中点电位的直流偏移，但是中点电位波动较大。文献［3-4］采用闭环控制策略控制中点电位。通过检测中点电位的偏差和负载电流的方向，对调制波进行适当的偏移，控制中点电位。这种策略的控制精度取决于偏移系数的选择，如果选择不合理，闭环控制的优点就不能得到体现。

本文首先分析了双调制波脉宽调制的基本原理，给出了得到双调制波的一种方法。基于中点电位开关平均模型，建立了中点电位的小信号模型，简化了中点电位控制器的设计。通过引入控制变量，采用PI调节器对中点电位进行闭环控制，消除了中点电位的低频振荡，同时也减小了中点电位的波动并实现了中点电压的快速平衡。最后，在中点钳位式三电平逆变器实验平台上对提出的中点电位控制策略进行实验验证。

2 双调制波PWM基本原理

二极管钳位式三电平逆变器的拓扑结构如图1所示，直流母线电压值为Udc。

图1 二极管钳位型三电平逆变器拓扑结构Fig.1 The topology of diode clamped three-level inverter

每个载波周期内，按照电压大小将三相参考电压分为最大电压urmax，中间电压urmid和最小电压urmin，并分成两部分可得：

式中：下标p表示该相输出为正；下标n表示该相输出为负。

由三相电压关系可知，urmax≥0，urmin≤0，则urmaxn=0，urminp=0，为简化计算，令urmidp=urmidn=urmid/2。

三电平载波调制法采用两组频率和幅值相同且上下层叠的三角波作为载波，一个载波周期内的载波调制示意图如图2所示。Ts为载波周期，umax，umid，umin为三相输出相电压。参考电压为正时，参考电压和载波1比较得到对应的占空比；参考电压为负时，参考电压和载波2比较得到对应的占空比。

图2 载波周期内载波调制示意图Fig.2 Carrier modulation schematic diagram within one carrier cycle

假设在一个载波周期内，直流母线电压、输出相电流和参考电压保持恒定，则一个载波周期内的平均中点电流可以表示为

为使中点电流在一个载波周期内的平均值为零，在不改变输出线电压波形的前提下，通过叠加一定的电压分量，生成双调制波。为保证三相叠加的电压分量相等，本文所采用的叠加方式如下：

将式（4）代入式（2）可知，一个载波周期内的平均电流为零。

由式（3）可以得到三相调制波波形。图3是调制度为1.15时，A相调制波在一个周期的波形。从图3中可以看出，采用双调制波脉宽调制可以增大调制比，同时还可以提高直流电压利用率。由于在每个载波周期内，保证了平均中点电流为零，因此还可以消除中点电位的低频振荡。

图3 A相双调制波波形Fig.3 Double modulation waveforms of A phase

3 中点电位模型及控制器的设计

中点电位的控制效果，依赖于对中点电位建模的准确度。控制中点电位的平衡并消除中点电位低频波动，需要保证一个载波周期内中点电流平均值为零。为简化控制器的设计，在开关平均模型的基础上，本文建立了中点电位的小信号模型［6］。式（3）所示的参考电压表达式是在理想情况下得到的，当加入开关死区，负载为非线性负载时，就会引起中点电位的不平衡。引入控制变量k控制中点电位的平衡，将urip（i=max，mid，min）同时乘以变量k，urin同时乘以（1-k），双调制波的参考电压为

可以看出，式（5）中变量k取0.5时与式（3）参考电压表达式等价。

由式（2）、式（4）、式（5），可以得到平均中点电流关于变量k的表达式，化简得

由于中点电压的变化取决于中点电流，可以得到关于变量k的中点电压动态模型。逆变器直流母线的等效电路如图4所示，可以得到中点电位的开关平均模型

图4 逆变器直流母线开关平均模型等效电路Fig.4 Switching average model equivalent circuit of the inverter DC bus

由于平均量中含有直流量和扰动小信号交流量，下式中用大写字母表示直流量，上标“^”表示扰动小信号交流量，则开关平均量可以分别表示为

将扰动小信号交流量代入式（7）中，K取0.5，可以得到中点电位小信号模型

由式（9）可以看出，中点电位小信号模型为一阶线性模型，对式（9）进行拉普拉斯变换可以得到以控制变量＾为输入，Δ为输出的传递函数

选用PI调节器作为控制中点电压的控制器，考虑到逆变器一个载波周期的滞后，用一个小惯性环节代替逆变器的PWM环节，中点电位控制框图如图5所示。

图5 中点电位控制框图Fig.5 Neutral-point voltage controller block diagram

下式为系统的开环传递函数：

可以看出，系统为典型的Ⅱ型系统，利用典型的Ⅱ型系统工程设计方法进行设计［7］。考虑到系统的超调量、上升时间以及调节时间等因素，按h=5设计，则：

按照逆变器输出的最大功率设计PI调节器参数，根据式（12）可以求出PI调节器的比例放大系数和积分时间常数。

4 实验验证

为验证提出控制策略的正确性和有效性，在中点钳位式三电平逆变器实验平台上进行实验验证。选用TI公司生产的TMS320F2812作为主控芯片，开关管采用英飞凌公司生产的IGBT功率模块FF300R12MS4，IGBT驱动板选用CONCEPT公司的2SC0435T。实验参数具体如下：调制度m=0.7，直流母线电压Udc=400 V，直流母线电容C1=C2=1 000 μF，三相对称阻感负载Y型连接R=8 Ω，L=23 mH，载波频率f=2 kHz。

图6 逆变器输出电压电流波形Fig.6 Voltage and current output waveforms of the inverter

图6a为逆变器输出线电压Uab的波形，图6b为A相负载相电压波形，图6c为三相负载电流波形。从图6中可以看出，输出线电压波形具有5个电平，负载相电压波形具有9个电平，负载电流为正弦波。

图7 直流侧电容电压波形Fig.7 Waveforms of capacitors voltage at DC-side

为验证控制策略的动态响应性能，电容C1的初始电压为400 V，电容C2的初始电压设为0 V，图7a为基于线电压坐标系SVPWM电容电压动态波形及稳态局部放大波形图。通过选择开关序列和调节复用矢量的作用时间控制中点电位。从图7a中可以看出，中点电位经过100 ms后达到平衡，中点电位波动15 V，一个周期内中点电压波动3次。图7b为采用所提中点控制方法电容电压动态波形及稳态局部放大波形，中点电位经过50 ms达到平衡，中点电位波动不到10 V，一个周期内中点电压波动6次。可以看出采用本文提出的控制策略电容电压波动较小，动态响应快。

5 结论

1）本文分析了双调制波PWM基本原理，给出了双调制波的生成方法。基于中点电位开关平均模型，建立了中点电位的小信号模型，提出了一种中点电位控制器的设计方法。

2）采用闭环控制策略，选用PI调节器作为控制器，实现了中点电位的快速平衡。与SVPWM方法和传统的中点电位控制方法相比，提出调制方法和控制策略可以消除中点电位的低频振荡，并且减小中点电位的波动。

3）提出控制策略和调制方法的不足之处是开关频率相对较高，但是由于消除了中点电位的低频振荡，可以减小直流侧电容的容量。因此，应用在开关器件选用MOSFET的小功率领域具有一定的优势。

［1］ 张晔，汤钰鹏，王文军.三电平逆变器空间矢量调制及中点电位平衡研究［J］.电气传动，2010，40（2）：33-36.

［2］ 李永东.大容量多电平变换器——原理、控制、应用［M］.北京：科学出版社，2005.

［3］ 田凯，王明彦，刘松斌.新颖的双调制波三电平载波脉宽调制方法［J］.中国电机工程学报，2009，29（33）：54-59.

［4］ 张志，谢运祥，乐江源，等.一种消除中点电位低频振荡的三电平逆变器载波调制方法［J］.电力自动化设备，2010，30（4）：42-45.

［5］ Pou J，Zaragoza J，Rodriguez P，et al.Fast-processing Modula-tion Strategy for the Neutral-point-clamped Converter with To-tal Elimination of the Low-frequency Voltage Oscillations in the Neutral Point［J］.IEEE Transactions on Industrial Elec-tronics，2007，54（4）：2288-2294.

［6］ 张卫平.开关变换器的建模与控制［M］.北京：中国电力出版社，2005.

［7］ 阮毅，陈维钧.运动控制系统［M］.北京：清华大学出版社，2006.

修改稿日期：2013-10-17

Research on Novel Control Strategy of Neutral-point Potential Based on Double Modulation Wave

HE Feng-you，LI Tan，CHEN Xun，GAO Xin-yu
（Institute of Information and Electrical Engineering，China University of Mining and Technology，Xuzhou221008，Jiangsu，China）

For the balance of neutral-point potential for the three-level neutral point clamped inverter（NPC-3L），the small-signal model of neutral-point potential was established and a novel closed-loop control strategy of neutral-point potential was proposed.The control strategy uses a double modulation wave pulse width modulation method，a higher DC voltage utilization was obtained，and the low-frequency oscillation of the neutral-point potential eliminated；the proportional integral regulator is used as a controller，the neutral-point potential responds fast and has no static error at steady-state.Experiment is done on a NPC-3L experimental platform.The experimental results show the correctness and effectiveness of the proposed control strategy.

three-level neutral point clamped inverter；double modulation wave carrier-based pulse width modulation ；neutral-point potential；PI regulator

TM464

A

何凤有（1963-），男，博士，研究生导师，教授，Email：hfy_cumt@263.net

2013-06-13