基于电荷泵的低压启动高效率Boost DC/DC 变换器设计*

丁德彬，杨依忠，张 章，解光军

(合肥工业大学电子科学与应用物理学院，合肥230009)

在现代的消费市场中，以电池供电的便携式电子设备如手机、便携式电脑、PAD 等，已经成为人们生活中不可或缺的一部分，随着这些设备功能的增强，对电池功耗也相应增加，这就为电源管理芯片的设计和发展提出了更高的要求［1］。宽输入的电压范围和高的转换效率成为众多电源管理芯片追求的目标。本论文基于这两点的考虑，设计出一款能在电压范围从0.83 V 到输出电压的宽电压范围内正常工作，输出电压最高到6V，在整个负载范围内效率不低于50%，最高达96%的电源管理芯片。

考虑DC/DC 开关变换器和电荷泵各自的优势，利用电荷泵工作电压低的优势先将电压升至DC/DC开关变换器的正常工作电压后再由DC/DC 开关变换器升压至所需电压，达到低压启动并正常工作的目的。由于所设计的电荷泵启动电路在Boost 变换器正常工作后不再工作，电荷泵的功率损耗只存在于芯片启动过程中，所以整个芯片的转换效率即为Boost 转换器的效率。单纯的Boost 型DC/DC 开关变换器系统转换效率可用下式给出:［6］

其中，Iout是负载电流，Rpara是等效电阻，包括开关管电阻、电感和电容的电阻;f 是开关频率，Cgate是开关管的栅端电容，PQ是芯片内模块固定功耗。从此式可以看出，要想得到较高的转换效率，可以减小外围器件的等效电阻、开关频率、开关管的栅端电容和固定功耗。脉冲宽度调制(PWM)模式其结构简单，输出电压纹波小，在重载时系统效率高，但在负载电流变小时，由于开关频率较高，转换效率大幅降低。在负载电流较小时选择脉冲频率调制(PFM)模式，可根据输出电压的变化选择的跳过几个周期，减少开关次数，实现了高效率的转换。

1 芯片结构原理

图1 所示为本文所提出的芯片内部结构原理，主要包括低压启动模块、低压锁定模块、电压比较选择模块、基准电压、跨导放大器、PWM 比较器、振荡器、斜坡补偿模块、PWM/PFM 模式选择内部逻辑、驱动级和功率管等构成。主要可概括为两大部分，一是电荷泵低压启动部分，图1 中上半部分(1)所示;二是Boost 升压模块部分，图1 中下半部分(2)所示;具体工作过程和主要模块的设计下文详细说明。

图1 芯片结构框图

2 低压启动模块

对于升压式的DC/DC 变换器，由于系统中必须包含高于远大于MOS 管阀值电压的模块而不能在低压时正常工作，此芯片采用电荷泵升压然后对芯片中其他需要高电压的模块供电，实现了电压低至MOS 管阈值电压时也能正常工作的电源芯片。电荷泵中只需要一个时钟信号，这个时钟信号可由环形振荡器产生，它的最低工作电压仅受CMOS 器件的最小阈值电压限制，所以电荷泵的最低工作电压只需略高于CMOS 器件的阈值电压，为了实现最低电压启动，MOS 管的体和源极接在一起［7］。本文采用0.5 μm 工艺(VthN=0.643 V，VthP=0.775 V)设计流片测试可达到0.83 V 的启动电压。

典型的电荷泵由于在时钟开关时需要较大的电容存储电荷而不能集成，增加了外围器件和输出电压纹波。为了将电荷泵电路集成在该芯片中又不增加外围器件和面积，本文提出了一种电荷泵和Boost变换器混合工作的工作方式。工作原理如图2 所示，当电源输入电压低于设定值2.2 V(典型值)时，低压锁定模块输出控制信号使S=0，同时关闭Boost升压模块，只有电荷泵、低压锁定和基准电压模块工作。P 泵的输入电压为电源电压和输出电压经过电压选择比较器比较之后得到的较大的电压，再经过电荷泵升压之后驱动P 开关管;N 泵的输入电压为图中LX 点的电压。

图2 低压启动模块工作原理图

在电源电压较低启动时开关S 位置在0，低压启动模块工作，刚上电后LX 电压等于电源电压，N 泵逐渐输出两倍于LX 的电压，使N 开关管导通，由于刚上电瞬间输出电压Vin＞Vout，P 泵输入电压为电源电压，输出两倍于电源电压，P 开关管关闭，电感储存能量;然后LX 电压掉到0V，N 泵输入电源为0 V，N 开关管关闭，由于电感中的能量使LX 电压升高使P 开关管导通，芯片输出电容C 积累电荷。如此循环最终输出电压逐渐升高至2.2 V 后，低压锁定信号使开关S 在位置1，Boost 升压模块工作，低压启动模块不再工作，输出电压作为Boost 升压模块的电源。

图3 Vin=1 V 时电压启动仿真波形

电源电压Vin=1 V 时低压启动仿真波形如图3所示，其中Vout是芯片启动过程中输出电压的变化，V 是经选择比较器选择后的Boost 升压模块的供电电压，LX、NG、PG 分别是图2 中LX、NG、PG 点的电压。

由于芯片中电荷泵只是驱动功率管的开关，芯片内部电荷泵的升压电容不用太大，一般pF 级即可［2］，为了节约芯片面积电荷泵的开关电阻比较大而且内部电容较小，这就使得二倍电荷泵的输出电压并不能达到二倍输入电压的大小，但只要满足P电荷泵升高后的电压VPGC和P 开关管的阀值电压Vth之和即(VPGC+Vth)大于2.2 V 低压启动模块就可以启动芯片并使芯片正常工作。由于电荷泵启动过程中，输出电压升高是靠每个周期输出电容电荷的积累，所以在电荷泵升压过程中芯片带载能力较弱。

3 Boost 升压模块

芯片Boost 升压模块是核心部分，如图1 中(2)所示，工作原理为:电流检测放大器检测功率管中流过的电流，产生一个与之成正比的电流信号，再与斜坡电流信号相加，通过RS电阻生成电压信号，误差放大器放大采样电阻从输出端得到采样电压与芯片内部的基准电压之差得到电压VC，与RS的锯齿波信号比较产生PWM 控制脉冲，再经过逻辑控制和驱动级电路控制开关管的开关;为了保证在低压时芯片正常工作采用输出端电压为Boost 部分的模块供电，作为电源。该芯片采用电流模式控制反馈环路，具有较高的线性调整率和较快的系统响应速度;同时为了克服PWM 控制在轻载情况下效率低的缺点在轻载时采用PFM 控制方式。

3.1 系统环路补偿

为了得到较高的线性调整率Boost 升压模块电路采用电流型反馈控制方式，芯片采用内部补偿方式，误差放大器采用一级运放，这样，从反馈到输出有2 个极点，而输出极点依赖于输出电阻变化。为了得到稳定的动态响应，采用零极点补偿抵销输出极点，得到运算放大器的极点为主极点的补偿方式，增加了单位增益带宽，提高瞬态响应速度。图4 是系统中反馈网络的补偿方式，从而得到整个系统的主极点和抵销输出极点［4］。

图4 环路补偿电路图

误差放大器补偿环路的传输函数为:

其中，R0和gm分别是误差放大器的输出阻抗和输入跨导。在峰值电流控制模式的PWM 中，采样频率足够高，斜坡补偿斜率不高的情况下，整个系统的环路增益可表示为:

其中RL是输出负载C 为输出电容，k 为电感电流的电样比例，RS是将采样的电流转化为电压以同VC比较的电阻。从上式可以看出系统存在两个极点和一个零点，理想的补偿环路是将输出极点与补偿的零点抵销，即1/RZCC=1/RLC，补偿后系统只在误差放大器的输出端存在一个极点，系统低频增益为，因此误差放大器采用单级高增益的套筒式放大器结构。补偿后环路的主极点在ω=1/R0CC处，频率大于主极点时，环路增益以-20 dB/℃下降，得到单位增益带宽为:

当单位增益带宽大于或接近芯片的开关频率时误差放大器将放大输出电压的纹波。合理的单位增益带宽为芯片开关频率的20%以内。［9］

在本设计中，芯片开关频率为1 MHz，在输出电压Vout=5 V 负载Iout=200 mA，参考电压Vref=0.6 V，kRS=0.5，Cout=4.7 μF 时，取补偿电阻RZ=750 kΩ，电容CC=20 pF，误差放大器gm=5. 5 μ/Ω，使用Matlab 仿真得波特图如图5 所示，系统相位裕度为89°，单位增益带宽为106rad/s 即160 kHz，低于20%的开关频率。套筒式误差放大器的较高输出电阻R0使系统低频环路增益不小于90 dB，保证了输出电压的精度。

图5 补偿后环路仿真得到的增益相位曲线

3.2 PFM 和PWM 双模式控制

由于芯片启动模块只在启动过程起作用，输出电压高于2.2 V 后，芯片功耗只存在于DC/DC 升压模块，由式(1)可知，可以使芯片在较小负载电流时减少开关次数提高效率，采用轻负载时PFM 模式，重负载PWM 模式的混合调制方式可以保证芯片在整个负载范围内都具有较高的转换效率。但是由于Boost 转换芯片直接检测输出电流控制方法复杂，由公式可

以通过控制输入电流的值选择调制模式。此芯片采用最小输入电流法，即控制N 开关管开通时输入到电感的电流最小值，对电感充电储能，当负载电流较小时，每个开关周期释放的能量小于电感储存能量时，输出电压增高，FB 的电压高于基准电压，Qc电压降低，当低于锯齿波电压时通过PWM 比较器Qa=1，此时控制逻辑使开关管保持关断，释放输出电容的电荷输出电压降低，FB 的电压低于基准电压，Qa=0，开关开关管通过最小电流充电，使输出电压增高，完成PFM 调制的一个循环。通过控制PFM/PWM 逻辑实现两种调制模式切换。

3.2.1 最小输入电流模块

如图6 所示为最小输入电流检测模块，当输出电流确定时，由式(2)得N 开关管导通时流过N 开关管的电流Iin，开关管和M4都工作在深线性区，为减小外界环境变化对控制的最小电流影响，M4与N开关管的单个MOS 管有相同尺寸，开关管导通时和M4都工作在深线性区，M4的电阻可用下式得出:［6］

图6 最小输入电流控制模块电路图

得A 点的电压为VA=(n+1)I1RM4，设M4和N 开关管的个数比为1:m，则N 开关管的阻值为RM4/m，N开关管导通时当流入电流为INSW的电压为VSW=IN(RM4/m)，若VSW＜VA，即IN小于设定值时，则I3＜I4，由R1=R2，从而V3＞V4通过比较器比较两个电压输出Imin=1，然后芯片通过逻辑控制使N 开关管继续保证开，P 开关管关，对电感充电直到电感电流大于IN，这样充电能量大于放电能量，使输出电压升高，然后通过逻辑关闭N 开关管同时开启P 开关管，直到反馈电压低于一定值，工作在PFM 调制模式下，减少开关次数。

3.2.2 PFM/PWM 控制逻辑

在重载情况下，充电电流也相应较大，如果充电电流的最大值大于设定的IMIN最小值，那么逻辑信号IMIN=0，系统采用PWM 调制模式。在轻载情况下，充电平均电流相应减小，当充电最大电流小于设定值I1时，逻辑信号IMIN=1，R=0，VGATE=1，保持N开关管开启，P 开关管关闭，继续对电感充电，直到充电电流达到设定的IMIN值后IMIN=0，R=1，VGATE=0，关闭N 开关管开启P 开关管，电感放电。由于信号IMIN的作用，在单个周期内充电能量大于放电能量，使输出电压升高，反馈电压高于基准电压，误差放大信号Qc降低，经比较器比较后Qa=1，D 触发器输出为0，R 为时钟信号，VGATE信号输出低电平，关闭N 开关管开启P 开关管，释放掉输出电容的能量，开关管的开关就会跳过一些周期，直到反馈电压低于基准电压。逻辑控制如图7 所示。

图7 PFM/PWM 控制逻辑

这种由逻辑信号控制选择调制模式的方法，可以保证两种调制方式无间隙切换，达到很好瞬态响应。

4 测试结果和讨论

该芯片采用SMIC 0.5 μm CMOS 工艺设计并流片测试，最低可达到0.83 V 的正常启动并工作电压，输出最大电压6 V，在0.83 V 时启动波形如图8所示。

但是由于开关管的限制，设计出的芯片在不同的电压下的带载能力如图所示。可以看出，在工作电压0.83 V 时，芯片的带载能力几乎为0，随着电源电压的增加，带载能力相应增强。

图8 Vin=0.83 V 时起动波形

图9 测试芯片在不同电压下的带载能力

图10和图11 分别给出了测试得到的稳定状态下的PWM 和PFM 运行的波形。测试时输入电压为1.2 V，电感为4.7 μF，输出电压3.3 V，从图10 中可以看到PWM 模式下，开关频率固定为1 MHz 左右，图11 为输出电流为5 mA 时工作在PFM 模式下，与图10 对比可知开关频率减小，增加转换效率。图12 为负载电流从100 mA 到1 mA 再到100 mA跳变时系统的瞬态响应曲线，可以看出芯片具有较好的瞬态响应速度，两种模式之间可自动切换。图13 是测试得到的在不同输入电压下的转换效率相对于输出电流的曲线，在输入电压2.4 V，输出电压为3.3 V 时，芯片最大转换效率达到96%，输入电压1.2 V 时电荷泵启动的最大转换效率达87%，测试输入电压1.2 V、1.8 V、2.4 V，输出电压3.3 V 时在所有负载范围内转换效率都不低于55%。

图10 测试得到的PWM 模式下的运形波形

图11 测试得到的PFM 模式下的运行波形

图12 测到的负载瞬态响应

图13 在不同电压下芯片效率

5 总结

本文提出了一种基于电荷泵的低压启动并正常工作的高效率Boost 型DC/DC 转换器，重点介绍了芯片启动、系统稳定性补偿、高效率实现的方法。启动模块利用电荷泵能在较低电压下工作，通过开关开关管实现升高输出电压，然后输出电压对芯片供电当达到Boost 模块正常工作电压后由Boost 模块工作的方式，解决了芯片低压输入时电路无法正常工作的问题，也克服了电荷泵工作过程中纹波大的缺点。同时，为了达到较高的转换效率，Boost 升压模块采用PFM 和PWM 混合调制的模式，由逻辑控制实现了自动切换，在芯片所有工作电压的负载范围内均实现了很高的转换效率。通过合理的系统环路补偿达到了良好负载调整率。此芯片已应用于干电池供电的Boost 型DC/DC 系统中。

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