一种采用PLM 调制方法的LED 驱动电路*

毛佳佳，杨依忠，季翔宇，张 章，解光军

(合肥工业大学电子科学与应用物理学院，合肥230009)

LED 已广泛应用于液晶显示器背光照明、手机照相机闪光灯、汽车照明、交通信号灯以及通用照明等领域，随着科技的发展以及对于LED 需求的日益增加，设计者对于LED 驱动的性能追求也越来越高，高精度、高转换效率、宽输入范围等特性成为衡量一款产品性能的重要参数。相对于其他同类产品，LED 以其节能、环保、高发光效率、长寿命等优点，越来越有取代其他灯具的趋势［1］。

LED 属于电流驱动器件，它的发光亮度与流过LED 的正向电流成正比，不稳定的电流不仅会影响LED 的发光亮度等性能，还可能严重影响LED 的使用寿命。因此，为了保证每一个LED 发光强度的一致性，设计一款能够提供稳定电流的控制芯片，显得尤为重要。本文在常见的BUCK 型LED 驱动的基础上，运用PLM 技术，设计了一款高精度、高效率的LED 驱动芯片。

1 整体芯片结构

1.1 PLM［3-4］原理分析

脉冲电平调制PLM 是一种新型的LED 恒流控制方法，能够提供精确且高效的电流控制。图1(a)是常见的峰值电流控制模式［5］的环路结构及其主要波形，首先将输出电压的采样信号与参考电平通过误差放大器，再将产生的电压误差VC与采样的电感电流上升沿信号通过PWM 比较器，获得调制方波来控制开关管的导通与关闭，得到需要的稳定电流。但是峰值电流控制有其缺点，这种方法并不是真正地控制平均输出电流，因为峰值电流的大小不能与平均电感电流的大小一一对应。如图中所示，当负载变化的时候，会导致占空比(D1、D2、D3)或者纹波大小的变化，相同的峰值电感电流可以对应不同的平均电感电流Iavg1、Iavg2、Iavg3，而且纹波大小又与选取的电感和电容相关，因此要获得较为精确的输出电流，对电感和电容的要求也较高。由于峰值电流控制产生的电流与真正的平均电感电流之间的误差较大，难以校正。为了克服这一缺点，本芯片采用了脉冲电平调制法，图1(b)是脉冲电平调制方法的环路结构及其主要波形。

图1 峰值电流控制模式与PLM 调制模式

VRP为参考脉冲产生电路生成的脉冲方波信号，该信号通过采样触发器输出VPULSE信号并经过一定的变换得到。VRP信号与VPULSE同步，因此具有相同的占空比和周期。VISNS为开关管下端采样电阻上的电压采样信号，该信号也是PLM 调制方法的关键信号，将VISNS与VRP一起经过信号放大后输入到误差放大器。由于VPULSE通过控制开关管的导通与关断产生VISNS信号，因此VRP信号与VISNS信号拥有相同的周期和占空比，即可以近似地看成同步信号。假设VISNS信号的斜坡中点电位为VMSL，VRP参考脉冲的峰值为VREF，将这两个信号通过误差放大器，相当于对斜坡中点VMSL和VREF进行误差比较，之后将误差放大器产生的误差信号送到PWM 比较器，产生控制方波信号来驱动开关管。因此当VMSL低于VRP的峰值VREF时，误差放大器输出升高，导致PWM 比较器输出方波的占空比升高。功率开关管导通时间也相应提高，在接下来的几个周期内提升VISNS的VMSL值;而当VMSL高于VRP的峰值VREF时，同理可得。因此，整个调节过程是一个动态的稳定过程，这一调节过程直到VMSL=VREF，开关管电流斜坡的中点VMSL，其实对应了真正的输出电感电流的平均值，因此只要设置一个峰值电平一定的参考方波，也就确定了VMSL的值，相应的平均电感电流也就固定了。且相对于峰值电流控制，该方法得到的平均电流值与纹波大小以及占空比都无关，所以电流更加精确稳定。通过对比不难发现，PLM 与常见的采用PWM 调制的其他控制方法相比，最大的区别在于初期信号的采样及其处理。从后续控制来看，其实质也是通过在一定的脉冲频率下调节脉冲的宽度，来达到控制开关管导通时间的目的，因此PLM 是基于PWM的改良。

1.2 芯片结构

图2 所示为本文设计的采用脉冲电平调制方法的BUCK 型LED 驱动电路。芯片的基本模块包括:预调整电路［6］、基准电压模块、误差放大器、PWM 比较器、振荡器、参考脉冲生成模块，驱动级和功率开关管等。采用低边电流检测和N 型功率开关管。其余常见的相对于高边采样结构的电路，选择低边采样结构有其一定的优点:在同等条件下，N 型开关管工作时的导通电阻要比P 型开关管小，这样在电路正常工作时，开关管上的额外的功率就会更小，有助于提高电路的工作效率;另外采用低侧电流检测电阻，能够有效的减少连线的长度和数量以及在此之上的额外的功耗损失。与采用高边电阻采样的结构相比较，两种结构在一个电感电流周期内RISNS上的功耗关系为:

图2 采用PLM 调制方法的BUCK 型LED 驱动

式(1)中PL为采用低端采样结构时一个电感电流周期的采样电阻功耗;PH为采用高边采样结构时相应的电阻功耗;D 指周期占空比。因此一个周期内节省的功耗［7］可以表示为:

由上面的两个公式可得，在占空比D＜1 时，采用低边采样的结构额外功耗损失更少，效率也相应得到提高，且可以使整体电路结构更加简单。

2 主要模块

2.1 PLM 调制信号产生电路

从上文可以看到，常见的LED 控制方法都是将电流反馈信号与一个基准电压通过误差放大以及后续控制来实现开关管的开合动态平衡的，而PLM 调制最大的区别就是将这一基准电压换成了一个脉冲电平调制信号VRP。由于该信号最终要与VISNS信号进行比较，且要与该信号保持一定的同步，因此，该信号可以通过采样触发器的输出端信号并进行变换得到，其变换电路如图3 所示，由于VPULSE信号采样自触发器的输出，与VISNS采样信号相比，两个信号之间存在驱动级延迟以及开关管寄生电容充放电延迟等情况，因此采样的VPULSE信号与VISNS信号之间存在约十几至二十纳秒左右的延迟，为了保证电路的性能以及稳定性，在对VPULSE信号进行变换时，应当考虑适当的延迟。MN2管作为MOS 电容，通过调节该管的尺寸，可以有效的控制信号VRP延迟的大小，使之与VISNS信号保持一定的同步。此外由于MP6管和MN3管反复高速的开启关闭，产生的VRP参考脉冲在上升或者下降沿容易产生毛刺或尖峰，而在加上MN2管后，此类问题也可明显改善。

图3 VRP产生电路

VREF为基准电路产生的基准电压，RSET为片外设置电阻，晶体管MP6和MN3均作为MOS 开关使用。该电路的基本原理为:由于VPULSE为脉冲方波信号，则MP1与MN1构成的反相器输出交替翻转，当VPULSE为高电平时，反相器输出为低电平，这时MP6导通，MN3关断，由RSET电阻设定的电流经镜像后全部通过电阻R1;当VPULSE为低电平时，反相器输出为高电平，此时MP6管关断，MN3开启，这就导致电阻R1被由MN3构成的低阻通路缩短路，输出VRP端的电位被迅速拉低到GND 电位。由此VRP端跟随VPULSE产生参考脉冲。通过上面的分析，可以得到当VPULSE为高电平时，最右边支路的电流可以表示为:

晶体管MP3、MP5与MP2、MP4构成电流镜，假设MP3、MP5与MP2、MP4的尺寸之比为M，则VRP端的幅值电位可以表示为:

由于不同种类LED 的额定工作电流不同，因此可以通过调换片外电阻RSET，来设置不同的VRP，以便获得需要的输出电流。

2.2 PWM 比较器

PWM 比较器在开关电源类芯片中有着非常重要的作用，其主要性能参数有响应速度，输入失调电压，功耗面积等，而且要求有较高的增益，目的是为了保证比较的准确性，因此需要全面考虑其工作特性。图4 所示为本文设计的PWM 比较器电路主要由3 部分组成，第1 级为附加有电流源的差分运放［8］，第2 级为中间级运放，第3 级为输出级。其中输出级的主要作用是进行波形整形。

图4 PWM 比较器

第1 级为差分运放为PMOS 输入，MN6和MN7作为运放的二极管连接的负载，宽长比相同，MN5和MN8构成电流源，宽长比也相同，在一定的尾电流下，增加了MN5和MN8后，会使得通过两个负载管的电流减小，这样就可以通过减小负载管上的电流而不是减小其宽长比来降低负载器件的跨导，起到增大运放增益的作用。假设尾电流为ISS2，流过MN5和MN8的电流均为I5，8，则该运放的增益可以近似的表示为

第2 级运放为NMOS 输入，将上一级的双端输出转换为单端输出，且进一步提高了增益，其增益为:

因此整个PWM 比较器的增益可以表示为:

其增益曲线如图5 所示。

图5 PWM 比较器增益曲线

仿真结果表明，比较器增益达到91 dB 以上，3 dB带宽为1.1 MHz，截止频率达800 MHz 以上，满足本驱动芯片工作频率1 MHz 的要求，通过对整体环路的仿真，测得比较器响应时间为12 ns，上升和下降时间均在2 ns 以内，性能符合设计要求。

3 仿真结果

图6 输出电流及纹波大小

本设计采用CSMC 0.5 m 40 V BCD 工艺，使用Spectre 进行仿真验证。图6 所示为L=33 H，COUT=10 μF 时仿真得到的LED 电流曲线。设置驱动的LED 灯个数为8 个，输入电压Vin=33 V。从图中可以得出输出电流的平均值为350.1 mA，稳定后的纹波大小约18.6 mA，占平均电流的约5.3%，输出电流稳定。由于大的纹波在一定程度上会增加功耗，影响光输出和LED 的使用寿命，但要使纹波更小，则需要更大的电感等器件，导致成本增加。因此，一般情况下，输出纹波的大小应该控制在平均电流的20%以内［9］。

此时对应的VRP、VS、VEX3 个主要波形如图7 所示，这两个信号经过同相放大器放大后，再经过误差放大器后产生VEX，将其与三角波输入PWM 比较器。产生PWM 调制波。

图7 VRP、VS、VEX仿真波形

输出电流相对于输入电压的稳定性也是衡量一款芯片性能的关键参数之一，如图8 所示，以驱动6个LED 为例，当输入电压从28 V 变化到40 V 时，测得的LED 电流对输入电压Vin的变化曲线，从该曲线可以看出，输出电流虽然随输入电压的变化而有所改变，但变化幅度占输出电流的比例小于±0.5%。因此在较大的输入电压变化范围内，该驱动都能提供稳定的输出电流。

表1 为该芯片与其他非PLM 调制芯片的性能对比，其中电流精度分别为负载数一定时，输出电流相对于输入电压变化以及在输入电压一致时，LED负载个数(2 ～10 个)变化对电流的影响。可见，同等条件下，在驱动的LED 个数越多时，效率也相对较高，且当驱动10 个LED 时，最高工作效率可以达到96.9%。该芯片在驱动较少个数的LED 时，效率优势更加明显。

图8 LED 电流对输入电压Vin的变化曲线

表1 同类芯片性能对比

4 结论

本文设计了一款BUCK 型LED 驱动芯片，根据PLM 调制技术的思想，设计了相关的模块以及电路，并用Cadence Spectre 进行仿真，仿真结果表明，电路功能正常，输出电流精度高，芯片输入电压6 V～40 V，输出电流350 mA，通过调节片外电阻RSET，可获得不同的输出电流，以满足不同功率的LED 需要。当输入电压在较大范围内变化时，输出电流的精度误差能够被控制在±0.5%以内，且驱动不同数量的LED 时电流波动能控制在±1%以内。芯片的整体转换效率最高可以达到96.9%，最多可驱动10个LED，真正实现了对LED 平均电流的稳定控制。

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