基于耦合电感消除占空比丢失的模块型全桥光伏变换器

蒋 赢 ，张 希 ，胡 鹏 ，张海燕

（1.上海电机学院 电气学院，上海 200240；2.中国船舶重工集团 第704研究所，上海 200030）

0 引言

为了尽量提高太阳能电池板的效率，满足设计灵活等要求，模块型光伏发电系统得到了越来越多的重视，这也是光伏发电系统［1-5］的发展趋势。在模块型光伏发电系统中，每块太阳能电池板都配备有光伏变换器以直接输出满足负载需求的交流电，系统中的太阳能电池板并入和撤离系统比较容易，能够实现即插即用，系统设计灵活。由于模块型光伏发电系统中单块太阳能电池板输出电压等级低，因此，光伏变换器要具备升压和逆变2个功能，即光伏变换器的DC/DC级进行升压，DC/AC级输出交流电。

移相全桥电路［6-11］是应用较多的DC/DC变换器，其效率高，结构简单，但存在占空比丢失问题。为此文献［12-14］提出了一些改进方法，但均增加了开关管等辅助电路，结构相对复杂，系统稳定性下降，且增加了控制方法的复杂度，具体实现起来难度大，也增加了控制成本。

本文提出将耦合电感引入到变换器的DC/DC级移相全桥电路的倍压整流侧，结构简单，无需额外的辅助电路，主要实现以下功能：第一，减少占空比丢失，在DC/DC级移相全桥电路中导致占空比消失的原边循环电流期间，通过耦合电感间的耦合作用，即互感的引入，降低环流期间的电感量，消减导致占空比丢失的循环电流，进而减少占空比丢失以及由于占空比丢失所造成的输出波形失真；第二，保证滤波质量，在消除了由于占空比丢失所造成的输出波形失真的同时，耦合电感仅在导致占空比消失的环流期间降低电感量，而在其他工作模态依然保持耦合前的电感量，进而保证滤波效果；第三，实现DC/DC级移相全桥电路的软开关，即通过移相的方式，使开关管的反并联二极管续流，实现超前臂零电压开关。

本文在光伏变换器的DC/DC级采用移相全桥电路，并采用倍压整流电路以提高升压比，最终DC/DC级输出经SPWM环节调制的工频正弦半波电压。因此，DC/AC级只需工频逆变桥对正弦半波进行翻转即可输出交流电，由于逆变桥工作在工频，控制简单且开关损耗很小可忽略不计，进而可提高整体变换器的效率。本文分析了引入耦合电感的变换器工作原理，包括耦合电感分析以及引入耦合电感后的DC/DC级移相全桥电路的开关模态分析及DC/AC级工作原理分析；重点分析了耦合电感减少占空比丢失的原理；最后通过实验样机进行实验验证。

1 基于耦合电感的光伏变换器工作原理

图1 模块型光伏发电系统结构图Fig.1 Configuration of modular PV system

图1为模块型光伏发电系统结构图，太阳能电池板具备储能环节，经最大功率点跟踪电路后给蓄电池充电，再经变换器升压和逆变，最终输出交流电给负载。本文所研究的变换器主要是从蓄电池的43～53 V DC到负载端220 V AC的部分。

图2为基于耦合电感的模块型光伏变换器，分析工作原理前作如下假设：

a.Uin表示太阳能电池板经蓄电池输出的电压；

b.开关管VT1—VT4和VQ1—VQ4为理想开关管，VD1—VD4和C1—C4为VT1—VT4的寄生二极管和电容；

c.变压器为理想变压器，n为匝比，且UP/US=iS/iP=n，其中 UP和 US为原、副边电压，iP和 iS为原、副边电流；

d.电感Lf1和Lf2绕在一个磁芯上为耦合电感，ULf1和ULf2分别为Lf1和Lf2上的电压；

e.二极管 VDr1、VDr2和电容 Cr1、Cr2构成倍压整流电路，电容 Cr1、Cr2上的电压为 UCr1、UCr2，倍压整流输出电压为UDC，且UDC=UCr1+UCr2，进而达到倍压的效果，且 Cr1=Cr2，UCr1=UCr2=UDC/2；

f.输出交流电压为Uo。

图2 基于耦合电感的全桥光伏变换器Fig.2 Full-bridge PV converter with coupled inductors

1.1 耦合电感

图3（a）为耦合电感的磁芯结构，电感Lf1和Lf2绕在EI磁芯的2个侧柱上，R1、R2和Rc为左右2个磁柱和中柱的磁阻，NLf1和NLf2为电感Lf1和Lf2的匝数，ΦLf1和ΦLf2为电感Lf1和Lf2绕组产生的磁通，且ΦLf1和ΦLf2是相互增强的。根据图3（b）所示的耦合电感的磁路图，ΦLf1和ΦLf2可表示为：

图3 耦合电感的磁芯结构Fig.3 Structure of magnetic core of coupled inductor

进而，耦合电感电压ULf1和ULf2可表示为：

将式（1）代入式（2），即可得到耦合电感的表达式：

其中，M为互感，可通过调整中柱的气隙，即调节Rc来调整互感的大小。

1.2 基于耦合电感的DC/DC级工作模态分析

图4 为 DC/DC 级的高频工作波形，其中，UVT1，GS—UVT4，GS为开关管 VT1—VT4的驱动信号，T=t5-t0，T 为半个工作周期，DshiftT=t1-t0，Dshift为正弦半波调制占空比。

图4 DC/DC级的高频工作波形Fig.4 High-frequency operational waveforms of DC/DC stage

在每个周期中，基于耦合电感的DC/DC级移相全桥电路共有6个开关模态，根据耦合电感的表达式（3），可作如下工作模态分析。

a.开关模态 1［t0，t1）。从 t0到 t1，VT1和 VT4同时开通，变压器原边电压为Uin，副边电压为Uin/n。VDr1导通，副边电感Lf1开始储能，电感电流 iLf1（t）给Cr1充电，VDr2截止，iLf2（t）=0，iLf1（t）=iS（t）。耦合电感 Lf1上的电压ULf1可表示为：

因 iLf2（t）=0，根据式（5）原边电流 iP（t）可得：

b.开关模态 2［t1，t2）。在 t1时刻，VT1关断，VT4仍然开通，iP（t）通过 VD3和 C3进行续流，由于 C3电容值较小，放电较快，最终此模态通过VD3续流，因此t1到t2期间开通VT3，可实现VT3的零电压开通。由于VD3导通，变压器原边电压被箝位为零，进而副边电压为零。电感电流 iLf1（t）续流，VDr1导通，iLf1（t）给 Cr1通电，VDr2截止，iLf2（t）=0。耦合电感 Lf1上的电压 ULf1和原边电流 iP（t）可表示为：

c.开关模态 3［t2，t3）。在 t2时刻，VT4关断，原边电流 iP（t）由开关管 VT2的反并联二极管 VD2，以及VT3的反并联二极管VD3构成闭合回路。因此，此段时间内不管是否开通VT2，电流经VT2和VT3的反并联二极管逆向流经电源形成闭合回路，所以电源的输出电流无法通过VT2和VT3向负载正向传递能量，造成占空比丢失。因原边电流通过二极管逆向流经电源，所以原边电压为 -Uin，副边电压为 -Uin/n，VDr1因iLf1（t）续流导通，VDr2因变压器副边电压极性翻转而导通。耦合电感Lf1和Lf2上的电压、电流以及原边电流 iP（t）可表示为：

d.开关模态 4［t3，t4）。在 t3时刻，iLf1（t）=iLf2（t），iP（t）降到零，iLf1（t）和 iLf2（t）继续续流给 Cr1和 Cr2充电，且ULf1+ULf2=UCr1+UCr2=UDC。耦合电感电压和电流可表示为：

e.开关模态 5［t4，t5）。从 t4时刻起，iLf1（t）和 iLf2（t）降到零，电感储能释放完毕。

f.开关模态 6［t5，t6）。从 t5时刻起，下半周期开始，工作模态6和开关模态1分析相似。

1.3 DC/AC级工作原理

图4所示的DC/DC级高频工作波形中只给出了某一个移相区间的工作波形。为使倍压整流侧输出正弦半波，占空比Dshift按照正弦半波规律进行调制，即通过移相的方式使VT1和VT4以及VT2和VT3的重合区间按照正弦半波规律变化，如图5所示。图中，①、②、③、④分别代表 UVT1，GS、UVT2，GS、UVT3，GS、UVT4，GS；ΔT=DshiftT。最终，Dshift经正弦半波SPWM移相调制，使倍压整流侧的2个电容电压UCr1和UCr2为正弦半波，因为UDC=UCr1+UCr2，则UDC为正弦半波倍压。

图5 正弦半波移相调制Fig.5 Sinusoidal semiwave phase-shift modulation

DC/DC级输出的工频半波正弦电压UDC经工频逆变桥VQ1—VQ4产生交流电Uo，如图6所示，即：

图6 DC/AC级工频工作波形Fig.6 Line-frequency operational waveforms of DC/AC stage

由于逆变桥工作在工频，且在过零点进行切换，开关损耗可忽略不计，控制方式简单可靠，控制成本低。

2 耦合电感对变换器电气性能的影响

耦合电感主要有2个功能：一是保持耦合前的滤波效果；二是减少了占空比丢失现象。

电感耦合后，在t0到t2期间，电感Lf1上的电压表达式为：

此段时间电源向负载传递能量，电感主要完成滤波功能，由于这段期间内 iLf2（t）=0，进而 MdiLf2/dt=0，互感M对电感Lf1上电流变化量不产生影响，自感保持为耦合前的自感Lf1，即耦合后不影响滤波效果。且在t1到t2期间，由于开关管VT3的反并联二极管续流可实现零电压开通。

t2时刻后，电感耦合前后原边电流对比波形如图7所示。图7（a）为电感耦合前的原边电流波形，其电流表达式为：

图7 利用耦合电感减少占空比丢失的原理波形Fig．7 Schematic waveforms of reducing duty cycle loss by coupled inductors

在t5时刻，VT2开通，则要求电源向负载传递能量，但此时由于原边电流还没降为零，依然在通过VT2的反并联二极管续流，无法使电源向负载正向传递能量，造成占空比丢失，需等到原边电流降为零才能向负载正向传递能量，即在t5到t′5期间，占空比丢失。由于占空比Dshift是按照正弦半波进行调制的，而一旦占空比丢失将直接导致正弦半波波形失真，影响最终交流输出的电能质量。

为减少占空比丢失所造成的波形失真，应使开关管VT2开通前，其反并联二极管中的电流释放完毕，即原边电流降到零，从而保证只要VT2开通，电源就正向向负载传递能量，完成正弦半波调制作用。

本文提出的耦合电感，能在t2时刻后，通过互感的引入，降低等效电感量，从而使原边电流快速下降，进而消除占空比丢失现象，如图7（b）所示。t2时刻后，电感耦合后的原边电流表达式为式（12），通过对比式（12）和耦合前电流表达式（17）可知，耦合前的电感Lf1和Lf2在耦合后其等效电感变为式（12）等式右侧分母中的（Lf1Lf2-M2）/（Lf2+M）和（Lf1Lf2-M2）÷（Lf1+M）。由于互感M的引入，Lf1Lf2-M2变小，进而等效电感量减少，使iP（t）快速下降，从而减少占空比丢失。如果电感间的耦合为紧耦合，即时，等效电感量理论上可为零。

综上，耦合电感能快速降低导致占空比丢失的原边循环电流，而在其他时段，电感量不降低，保持滤波效果。而耦合电感的选取可先确定最基本的滤波电感 Lf1和 Lf2，通过式（4）可知，由于自感 Lf1和 Lf2的确定，互感主要通过调整中柱的气隙，即调节Rc来确定互感的大小。

3 实验结果

实验参数为：太阳能电池板经蓄电池输出为43～53 V，功率为120 W，变换器输出电压为220 V AC，阻性负载，负载电流为0.5 A，变压器原副边匝比为1∶4.5，耦合电感 Lf1=Lf2=180 μH，互感 M=60 μH，Cr1=Cr2=0.47 μF，Dshift的最大值为 0.75，DC/DC 级的开关频率为 50 kHz，DC/AC级的开关频率为 50 Hz。在DC/DC级，Dshift按照正弦半波规律进行控制。

为对比验证耦合电感对变换器电气性能的影响，先在滤波电感没有耦合的情况下，测试了变换器的工作波形，如图8所示。图8（a）为Dshift=0.75时变压器原边电流iP波形和原边电压UP波形，在Dshift较大时，原边电流iP较大，滞后管的反并联二极管导通造成占空比丢失，此段时间电源无法正向向负载传递能量，Dshift失去其调制作用。图8（b）为Dshift在从0到0.75期间按正弦半波规律进行调制时倍压整流电路电容电压UCr1和UCr2的波形。因为在Dshift较大时，占空比丢失，其实际起作用的Dshift为恒定的占空比，Dshift失去其正弦半波调制作用，所以正弦半波的波形在峰值时接近平顶波，造成失真。

电感耦合后，能减少占空比丢失，并保证滤波效果和交流输出波形质量。图9为电感耦合后，在Dshift的最大值为0.75时DC/DC级的高频工作波形。图9（a）为原边电流iP波形和变压器原边电压UP波形，可见在最大占空比时，原边电流快速下降，减少了占空比的丢失。图9（b）为电感电流iLf1和iLf2的波形，图9（c）为倍压整流电路电容电压UCr1和UCr2的波形，经iLf1和iLf2充电后，UCr1和 UCr2的纹波较小，且由于UCr1和UCr2的波形是交互的，即一个上升，另一个则下降，进而可以保证UDC（UDC=UCr1+UCr2）的纹波小于UCr1和 UCr2，减少谐波。

图8 占空比丢失时的工作波形Fig.8 Operational waveforms of duty cycle loss

图9 DC/DC级高频工作波形Fig.9 High-frequency operational waveforms of DC/DC stage

图10为工频50 Hz的工作波形。图10（a）为工频时倍压整流电路电容电压UCr1和UCr2的波形，可见经Dshift按照正弦半波规律调制后，UCr1和UCr2均输出正弦半波电压，并保证UDC（UDC=UCr1+UCr2）达到倍压的效果，提高升压比。图10（b）为输出电压Uo和电流Io的波形，半波正弦电压经DC/AC级逆变桥翻转，输出交流电。由图可见，该波形畸变小，谐波低，输出效果好。经PM3000A电力分析仪测试，THD值为4.5%，且额定负载下，效率η为88%，如图11所示。

图10 工频工作波形Fig.10 Line-frequency operational waveforms

图11 变换器效率Fig.11 Efficiency of converter

4 结语

本文提出了一种基于耦合电感的全桥单相光伏变换器。该变换器将耦合电感引入到变换器的DC/DC级移相全桥电路的倍压整流侧，在保证输出波形质量的前提下，通过电感间的耦合作用快速消减原边循环电流来减少占空比丢失，还实现移相全桥电路超前管零电压开通。变换器经倍压整流电路倍压和滤波后输出工频正弦半波电压，再经工频逆变桥输出交流电。最后经120 W实验样机验证，系统效率达到88%，THD值小于5%，结构紧凑，适用于单相光伏发电系统以及燃料电池等分布式发电系统和微网中的逆变电源系统。