C波段反射型线性360°模拟移相器的设计

谢 萍, 邓 军, 田小建

(吉林大学 电子科学与工程学院, 长春 130012)

0 引 言

移相器是对射频信号进行相位调制、 而不产生能量衰减的双端口微波器件, 广泛应用于通信系统、 天线阵列, 雷达系统以及微波自动控制系统中[1]。按照能否连续移相, 将移相器分为模拟移相器和数字移相器。近年来, 数字移相器发展较快, 但模拟移相器因其连续调相的优势, 无法被取代, 仍有重要研究意义。

模拟移相器的主要性能指标有： 1) 移相范围； 2) 线性度； 3) 插入损耗； 4) 工作带宽[2]。以上4个指标相互矛盾, 很难兼顾。文献[3]设计的360°模拟移相器工作频带为9.3～9.7 GHz, 线性偏离为±5%, 插入损耗波动为3 dB, 由环形器和反射电路构成, 体积较大。文献[4]设计了Ka波段的反射型模拟移相器, 工作频带为29～31 GHz, 但移相范围仅为105°, 且只有仿真结果而未实现。文献[5]设计的360°模拟移相器工作频带为10.5～11.5 GHz, 中心频率线性度优于±3.3%, 由3个移相范围为130°的移相器级联构成, 体积大, 较笨重。

笔者所设计的反射型模拟移相器中心频率为4.0 GHz, 移相范围达到360°, 中心频率线性度小于5%, 插入损耗波动小于3.5 dB, 工作带宽达到200 MHz。采用三分支定向耦合器取代双分支耦合器, 以增加工作带宽, 并采用了新的反射终端电路, 以提高线性度。笔者分析了反射型模拟移相器的工作原理, 设计宽带3 dB分支耦合器和360°模拟移相器, 加工了耦合器和移相器并进行测试。

1 反射型模拟移相器的工作原理

图1 反射型模拟移相器

在3 dB分支耦合器的端口2和端口3接上带有变容二极管的反射终端, 即构成了反射型模拟移相器[2](见图1)。耦合器的端口1和端口4分别为移相器的输入端和输出端, 移相器的相移由耦合器端口2和端口3的反射系数决定, 即由反射终端的阻抗决定。在变容二极管两端加反向控制电压, 改变其电容, 从而改变反射终端电路的阻抗, 达到移相的目的。

2 耦合器的宽带化设计

图2 三分支定向耦合器

分支线型耦合器的带宽较窄, 会限制移相器的带宽, 所以必须设计宽带移相器。最常用的方法是增加分支线的数目, 即用多节级联, 级联后的分支线耦合器的带宽可提高十倍或更多[6]。笔者采用两个双分支定向耦合器级联, 构成三分支定向耦合器, 以增加工作带宽(见图2)。

由主线和分支线特性阻抗之间的关系可知, 如果三分支定向耦合器主线的特性阻抗为50 Ω, 则中心分支线的特性阻抗为70.71 Ω, 而边缘分支线的特性阻抗为120.71 Ω。然而在实际应用中, 很难使微带线的特性阻抗达到120.71 Ω, 因为这会使微带线的宽度非常窄, 难以加工。并且, 即使微带线宽度能满足要求, 耦合器的带宽也仅能增加10%左右, 且插入损耗增加太多。因此, 笔者设中心分支线和副线的特性阻抗为50 Ω, 主线的特性阻抗为35.36 Ω, 边缘分支线的特性阻抗为85.36 Ω。再经过调试和仿真, 使其各项性能指标满足要求。

3 360°模拟移相器的设计

利用单只环形器和反射电路就能实现360°移相, 反射终端电路由两个相距λ/4的变容二极管构成[7](见图3a)。该反射电路结构简单, 但提供的带宽有限, 而且电路调节较为困难, 因此, 笔者对反射终端电路重新进行了设计[8-10]。如图3b所示, 用一段短路微带传输线(TL3和TL4)和一个变容二极管作为并联分支, 并分别增加一段串联传输线(TL1和TL2), 使整个电路更易调节, 从而使设计和制作过程更加简单。

根据传输线理论, 两个并联分支的阻抗为

(1)

(2)

式(1)和式(2)中,Zt1和Zt2分别是传输线TL1和TL2的特性阻抗,θ1和θ2分别为其电长度,Xs1和Xs2分别是短路终端TL3和TL4的电抗值,Xd1和Xd2分别为对应的变容二极管的电抗值。变容二极管的电容由外加反向电压控制。

a 经典反射终端电路 b 笔者采用的反射终端电路

耦合器输入端的总阻抗为

(3)

(4)

因此, 相移为

(5)

式(4)中,Z0是耦合器输入输出端的特性阻抗。

由式(5)可知, 只要改变X就能改变终端反射波的相位, 则能在移相器的输入输出端获得相移。使X的变化范围为-∞～+∞,Φ的变化范围则为0°～360°, 即能实现360°移相。

要使相位Φ随反向控制电压V呈线性变化, 则要求

(6)

由式(5)和式(3), 得

(7)

式(7)中, 有

(8)

(9)

图4 移相器的版图

式(9)中,Vmax是使移相范围达到360°的最大反向控制电压,Vi是0到Vmax之间的任意电压值,N是反向控制电压的采样点数。只需找到使F取得最小值时的Zt1,Zt2,θ1,θ2,XS1和XS2的值, 即可满足使相位Φ随反射控制电压V线性变化的要求。

移相器的版图如图4所示。其中反向控制电压VDC通过长度为3λ/4的传输线TL0加在变容二极管上, 且在TL0上方加上一个扇形开路终端R0, 用来滤除直流电压VDC的高频分量。短路终端TL3、TL4通过接地孔连接到地板。另外, 在反向控制电压VDC和地之间要连接去耦电容, 以去掉高频噪声分量[13-15]。

4 测试结果分析

4.1 耦合器

运用软件ADS2008对耦合器仿真实验, 进行实物加工。所选用的PCB板为FR-4覆铜板, 其相对介电常数Er=4.4, 厚度H=1.2 mm, 微带线的损耗角正切tanD为0.000 3。实验测试使用的矢量网络分析仪为安利公司的Anritsu37269C型。加工的三分支耦合器和双分支耦合器分别如图5a和图5b所示。

a 三分支耦合器 b 双分支耦合器

两个耦合器的隔离度、 耦合度、 插入损耗和相位差的仿真结果和测试结果分别如图6所示。由图6可知, 在3.2～5.0 GHz的频率范围内, 三分支耦合器的隔离度大于15 dB, 耦合度小于4 dB, 端口2和端口3之间的相位差在85°～90°之间, 插入损耗虽然比双分支耦合器大, 但波动很小。可见, 相对于双分支耦合器, 三分支耦合器的工作频带加宽。

a 耦合器的隔离度 b 耦合器的耦合度

c 耦合器的插入损耗 d 耦合器端口2和端口3的相位差

4.2 360°模拟移相器

加工360°模拟移相器(见图7)仍采用厚度为1.2 mm的FR-4覆铜板, 实验测试使用的矢量网络分析仪为安利公司的Anritsu37269C型, 提供反向控制电压的直流电压源为固纬电子公司的Instek GPS-2303C型, 变容二极管为Skyworks公司的SMV1233-011LF型。通过优化及调试, 反射终端电路中微带线TL1、TL2、TL3、TL4的特性阻抗分别为32.0 Ω、27.3 Ω、13.8 Ω、22.0 Ω, 电长度分别为10.5°、56.0°、113.3°、128.2°。移相器的相移和插入损耗随反向电压变化的仿真及测试图分别如图8a和图8b所示, 当外加反向电压为0～15 V时, 在3.9～4.1 GHz频带范围内, 能实现360°移相, 即带宽为200 MHz。中心频率上, 相移误差小于15°, 插入损耗波动小于3.5 dB。

图7 反射型360°模拟移相器

a 不同频率下移相器的相移 b 不同频率下移相器的插入损耗

5 结 语

笔者通过分析反射型模拟移相器的工作原理, 设计了中心频率为4.0 GHz的360°线性模拟移相器, 运用耦合器和变容二极管通过微带电路实现。为了增加工作带宽, 采用两个双分支定向耦合器级联构成宽带化的三分支定向耦合器。采用新的反射终端电路, 并详细分析了移相器的线性化过程。测试结果表明, 在3.9～4.1 GHz频带范围内, 移相器能实现360°移相。中心频率上, 相移误差小于15°, 插入损耗波动小于3.5 dB。

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