一种应用于全球导航卫星系统接收机的低功耗宽带压控振荡器

尹喜珍 肖时茂 马成炎② 叶甜春

①(中国科学院微电子研究所 北京 100029)

②(杭州中科微电子有限公司 杭州 310053)

1 引言

近年来，无线通信系统发展迅猛，手持移动设备作为主流应用，要求一块芯片中集成各种常用通信标准来减小体积，降低成本和功耗。而这些通信标准的载波信号往往分布在不同的波段和频点，带来的挑战是单芯片中的本振信号产生必须低功耗实现并覆盖这些信号频点，还应考虑到CMOS工艺实现所固有的由于工艺角、电源电压、温度(PVT)变化引起的频偏。二倍频频率合成器，以正交本振信号易产生，电感面积小、无干扰和频率牵引等优势，在无线通信产品中得到了广泛的应用[1-3]。

为了兼容多种无线通信标准且克服 PVT带来的频偏，工作于二倍频的 VCO必须为宽带的电感电容 VCO以获得宽频率调节范围和低相位噪声。获得宽调节范围最通用的方法有：切换 LC谐振网络[4]、切换电感[5]、采用宽范围的可变电容来增大VCO增益KVCO[6]和切换电容[7]。切换LC谐振网络，相位噪声、调节范围和功耗都可以各自优化，但是占用面积大、成本高；切换电感通常用于 10 GHz以上的通信电路中以获得好的相位噪声性能；增大KVCO结构简单、易于实现却以相位噪声的恶化为代价；切换电容一般为二进制权重结构，在合适的面积下获得好的相位噪声而获得广泛的应用，但是其多位的切换开关在导通时会降低Q值而恶化相位噪声，在关闭时会带来大的寄生电容而减小调节范围。

针对于全波段全球导航卫星系统(GNSS)接收机的应用，本文提出了离散工作区域且调谐曲线线性化的宽带LC-VCO，以获得低功耗和低相位噪声性能。

2 电路设计

目前，在建和运行的 GNSS系统有：美国的GPS、俄罗斯的GLONASS、欧洲的Galileo和中国的北斗二代。各系统的GNSS信号频率分布如表1所示，但北斗二代没有官方公开的参数。GNSS信号集中在1176 MHz到1605 MHz，二倍频的VCO覆盖这些频率并考虑到PVT引起的±10%的频偏，频率调节范围应超过1.1 GHz。由于GNSS信号主要集中在两个区域：区域 I(1150～1250 MHz)和区域II(1550～1650 MHz)，这意味着VCO至少有600 MHz的调谐范围是无用的。采用离散工作区域的宽带 VCO非常有意义，因为两个区域的相位噪声和功耗可单独优化，减小电容切换阵列的位数而节省面积。传统的累积型可变电容 A-MOS其电容与两端电压的关系(C.-V)曲线如图1所示，C.-V曲线只在[-0.2V,0.2V]内是线性的，当控制电压VCTRL在[0V,1V]内调节时，有效调节范围只有0.4 V。传统的VCO 通过增大KVCO或增加电容切换阵列位数来实现其宽调节范围，但这带来性能恶化或面积增大的后果。

表1 GNSS信号频率分布

图1 传统AMOS的C.-V曲线

本文提出的离散工作区域且调谐曲线线性化的宽带VCO如图2所示，由于PMOS管有更小的闪烁噪声，采用PMOS VCO和顶偏置电流源，保证1 V电压下获得低相位噪声。MP1和MP2为交叉耦合对管，产生负阻补偿 LC谐振腔的损耗以维持持续振荡。电感L0和等效的可变电容Cvar_eq组成主谐振网络，L0为顶层金属制作的对称螺旋片上电感，电感值在调节范围、相位噪声和功耗之间权衡和优化得到。Cvar_eq采用线性化补偿技术，实现VCTRL有效范围内的线性调节。Cvar_eq如图2左下部分所示，两个串联连接的A-MOSCvar1,Cvar2，加的偏置电压分别为VB1和VB2，由于差分对称性相似的连接在另一端。当VCTRL在0～1 V内变化时，Cvar1两端电压从-VB1到 1-VB1变化，Cvar2两端电压从-VB2到1-VB2变化，VB1在本文的设计中为0 V，Cvar_eq可计算为

由式(1)可看出，当VB1与VB2相等时，Cvar1与Cvar2的变化趋势一样，因此Cvar_eq的C.-V曲线变化趋势与图1相同，Cvar_eq可等效为一个A-MOS可变电容。当VB1与VB2不相等时，Cvar1与Cvar2的C.-V调谐曲线相当于有一个VB2-VB1的偏移，图3(a)所示为VB2-VB1=0.5 V时，Cvar1与Cvar2各自的归一化C.-V曲线。Cvar_eq的C.-V曲线如图3(b)所示，其变化斜率在0.1～0.9 V范围内都近似相等，根据

可知VCO的KVCO在VCTRL的有效范围0.1～0.9 V范围内近似相等。线性的C-V曲线，使Cvar_eq在单位周期内的平均值波动较小，且Cvar_eq为两个串联连接的A-MOS，则单个A-MOS承受的电压波动进一步减小，这大大地减小了由幅度调制向频率调制(AM-FM)[8]的转换。

VCO的离散区域工作由开关电容阵列来完成，电容阵列的具体连接关系如图2右下角所示，B2负责工作区域I和区域II的切换，B1,B0负责工作区域的覆盖和由于PVT引起的频偏补偿。振荡频率f可以计算为

图2 提出的宽带LC-VCO结构

图3 归一化的C.-V曲线

其中CSW表示开关电容阵列总的等效电容，Cd,S2,Cd,S0表示当开关S2,S0断开时，其MOS管漏极边沿的寄生电容，Cpar表示来自电感、有源器件、互连线的固定寄生电容。在B2控制的开关电容中，S2是切换开关，其尺寸应取大些减小导通时串入的电阻以获得低的相位噪声，但其断开时引入一个大的寄生电容Cd,S2而减小调节范围。MN12,MN13和MP12,MP13分别在开关导通和断开时给金属-绝缘介质-金属(MIM)电容C2加上直流偏置电压，防止其浮的直流偏置而导致S2弱反型导通，恶化相位噪声。MN12,MN13和MP12,MP13都取最小的单位尺寸，以减小寄生电容并节省面积。C2需认真选取，当S2闭合时，C2接入，使VCO工作于两倍频的区域I[2.3 GHz,2.5 GHz]内；S2断开时，C2断开，使VCO工作于两倍频的区域II[3.1 GHz,3.3 GHz]内。B1,B0控制的电容阵列C1,C0，连接关系与B2控制的C2相似，但切换电容C1,C0和切换开关S1,S0按二进制权重选取，控制B2选好工作区域后，B1,B0保证在各种极端工艺角和温度下，VCO的调节范围可靠覆盖该工作区域。

MP3,MP4组成的电流源对电源电压上的噪声有很好的抑制能力，由于采用PMOS管，其制作在N阱上，对来自衬底的噪声天生有良好的抑制能力。但电流源也会引入一个大的噪声源[9]，该噪声源会串到 LC谐振网络且上混频到振荡频率附近，极大地恶化相位噪声性能。R1和MP5组成低通滤波器，滤除来自于MP3,MP4的1/f噪声，使电流源引入的噪声基本只剩下沟道噪声。参考电流Iref可配置，实现功耗和相位噪声间的优化。

3 测试结果

本文提出的离散工作区域带线性补偿的宽带LC-VCO在0.13 μm CMOS 1P6M 工艺上成功流片，芯片集成低噪声放大器、下混频器、复数滤波器和中频放大器，已应用在全波段GNSS接收机中。图4为本文提出的PMOS负阻宽带LC-VCO的显微照片，VCO 占用面积为 650×370 μm2。VCO经二分频输出的本振信号，其频率与控制电压(F.-V)曲线通过调节VCTRL和VCO的波段控制码，在本振放大器输出端口测得。F.-V曲线如图5所示，区域I的频率范围为1110～1280 MHz，区域II的频率范围为1440～1840 MHz。由测量结果可知，所设计的离散工作区域的宽带 VCO完全能在各种工艺角下覆盖GNSS的所有信号频段。同时从图5可以看出，当VCTRL在0.1～0.9 V内调节时，各条F.-V曲线对应的频率基本上是线性变化，即KVCO基本恒定，这表明本文的可变电容线性化补偿技术是有补偿效果的。测量的相位噪声如图6所示，当频偏为100 kHz时，VCO 相位噪声小于-92 dBc/Hz，当频偏为 1 MHz时，对应的相位噪声好于-120 dBc/Hz。在整个频率调节范围内，所提出的VCO在1 V的电源电压下，消耗电流2 mA。表2列出了所提出的低功耗宽带LC-VCO与近年来发表的论文中的LC-VCO测试结果的比较。评估 VCO性能指标的品质因数(FOMT)[10]考虑到了VCO的相位噪声、功耗、频率调节范围(FTR)：

图4 芯片的显微照片

图5 测量的VCO F.-V曲线

图6 测量的VCO相位噪声

FOMT越小，VCO性能越好。其中ω0是VCO振荡的中心频率，ωmax和ωmin分别为 VCO 振荡的最高和最低频率，Δω是偏移频率，L(Δω)是测量的频偏处的相位噪声，P是VCO消耗的直流功耗。PVCO指以 PMOS管为交叉对管的 VCO,NVCO指以NMOS管为交叉对管的 VCO,CVCO指以互补CMOS管为交叉对管的VCO。

4 结论

本文提出了一种离散工作区域且调谐曲线线性化的LC-VCO，与基于传统的LC-VCO比较表明：基于新结构实现的VCO，较小的面积保证了较宽的频率工作范围，同一条调谐曲线上KVCO基本恒定且拓宽了VCTRL有效调节范围，以低功耗获得好的相位噪声性能。提出的电路在0.13 μm CMOS工艺中实现，电源电压为1 V时，工作电流仅2 mA，获得了49.5%的调节范围，已成功应用于全波段GNSS接收机中。本文提出的 VCO也可应用于其它兼容多种通信标准而载波频率宽范围、离散区域分布的无线收发机中。

表2 与近年来发表的VCO性能比较

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