基于双调制波的单相三电平并网逆变器及电流优化控制

付家才 郭松林 沈显庆

（黑龙江科技学院电气与信息工程学院 哈尔滨 150027）

1 引言

目前，在可再生能源发电领域，并网逆变器作为可再生能源发电系统的核心装置，对其逆变效率、体积和成本等方面均提出了更高要求。和早期基于两电平逆变技术的并网发电系统相比，三电平逆变技术由于电平变化要明显小于两电平情况，在滤波器体积、成本和损耗方面均具有明显优势，因此三电平逆变技术在低压电能变换领域的应用逐渐引起重视，而因其具有等效开关频率高，电压变化率、谐波畸变率、器件承受电压低等优点在低压并网逆变领域的应用也同样受到了广泛关注，成为当前的研究热点[1-3]。

由于三电平 PWM方法比较复杂，需要在数字信号处理器（Digital Signal Processor，DSP）芯片的基础上增加外部数字电路。文献[4]采用 DSP+CPLD的方案，这种方案中采用的 PWM方法为载波层叠的方法，需要DSP芯片中两个事件管理器均参与工作，造成 DSP负担加重。文献[5]采用DSP+FPGA的方案，可以降低DSP的运算负担和资源占用，但是FPGA成本高，开发和调试困难。文献[6]采用了双调制波的方案，只需使用一个定时器即可实现6路PWM开关信号。但是由于其正负半周均采用相同的调制波形，造成正负半周载波和调制波的比较逻辑需要进行反转，只采用DSP芯片无法直接实现即保证比较逻辑同时又能使用其自身的死区模块，仍然需要外部逻辑电路来切换正负半周各个开关管的控制信号。因此需要针对单相三电平PWM 方法及其实现方案进行研究，以进一步提高控制芯片的使用效率。

另外，在单相并网逆变器的电流控制策略中，无差拍电流控制算法以逆变数学模型为基础，根据当前电网电压和并网电流值直接获得下一周期的逆变电压输出值，可以很好地实现单相系统并网电流瞬时值的闭环控制[7,8]，但由于数字式实现方案存在逆变器电压输出延迟，需要结合电网电压、电流的预测算法，以提高系统的控制性能[9]，同时电感值的变化也会对控制性能造成影响，当电感值大于实际电感值两倍时，系统将不稳定[10]。在三相两电平并网逆变器中，提出了基于瞬时无功功率的在线电感辨识方法[11,12]来解决这一问题。在单相两电平并网逆变器中，文献[13]研究了一种基于开关周期平均模型的电感辨识方法。在三电平并网逆变器中，由于逆变器的输出电压电平值是变化的，以两电平逆变器为基础的电感辨识方法难以直接应用于三电平逆变器，需要开展相应的电感辨识方法的研究。

提出一种基于双调制波的新型三电平 PWM方法，利用 DSP的一个事件管理器中的定时器和两个比较器来产生带有死区的6路PWM信号，进而取消了附加的数字逻辑电路。为提高系统的无差拍电流控制性能，引入了基于电流瞬时采样的电感辨识方法，最后对所提出的方法进行了实验验证。

2 双调制波三电平SPWM原理分析

单相三电平并网逆变器的结构如图1所示，包括输入侧的分压电容，输出侧的滤波电感，左桥臂的二极管钳位型三电平半桥和右桥臂的两电平半桥。由其原理可知，通过切换6个开关管的开关状态，共可产生5种电平，dcU±、dc/2U±和0。

下面分析该拓扑的调制策略。右桥臂的开关管VT5和 VT6采用和电网相同频率的互补控制信号，左桥臂提出一种基于双调制波的三电平 SPWM 方法，其原理如图2所示，用两个带有直流偏移的调制波同一个三角载波进行比较，为在负半周获得三电平输出，同时保证载波和调制波的比较逻辑保持不变，需要将调制波的波形进行反转。下面给出整个周期内两个调制波的表达式。取一个标准正弦调制波，设其瞬时值为unom，则调制波2的正半周期与标准调制波相同。

图1 单相三电平并网逆变器原理图Fig.1 Schematic diagram of single phase three-level inverter

调制波1的正半周为

式中，Utr为三角载波的幅值。

调制波2的负半周为

调制波1的负半周为

在改变输出状态时，只需改变标准正弦调制波的波形，在此基础上按照式（1）～式（3）计算两个调制波即可。

图2 双调制波三电平SPWM原理波形Fig.2 Schematic waveform of dual-reference waves SPWM

由图2可知，与载波层叠方法相比，该方法只需一个三角载波，因此只需DSP的一个事件管理器即可实现，能够更好地利用DSP的资源，避免了两个载波的同步问题。同时，该方法可以使用DSP自带的死区发生器，无需额外增加逻辑电路，降低了实现难度。

3 并网电流优化控制策略

3.1 三电平并网逆变器的数学模型

3.2 无差拍电流控制原理分析

将式（4）离散化，得

式中，e()i k、e( 1)i k+ 分别为第k个和第k+1个采样点的并网电流值；av()ek为第[k,k+1]个开关周期的电网平均电压。

由此得

将式（12）和式（11）代入式（9）得逆变电压的瞬时输出值

则两个调制波的瞬时值由式（1）～式（3）得到。

由式（13）可知逆变器的输出值直接受到滤波电感值的影响，进而影响电流的控制精度。而电感受电流幅值、开关频率、温度等多方面的影响而实时变化，如果模型中的电感值保持不变，则造成控制精度下降，而且根据文献[10]可知，在实际电感值大于模型电感值的2倍时，系统将不稳定。

3.3 电感辨识方法

下面分析电感辨识方法。根据数字信号处理器的工作原理，得到如图3所示的电网电压在正半周的三角载波和并网电流波形的对应关系。

图3 三角载波和电流波形对应关系图Fig.3 Scheme of carrier and grid-connected current

式中，iem(k-1)、eav(k-1)、ton(k-1)、toff(k-1)分别为第[k-1,k]个开关周期内并网电流的最小值、电网平均电压Udc/2和零电压作用时间。

上两式相加得到电感辨识值

由SPWM方法的原理获得ton(k-1)

由此得到电感辨识值

4 实现方案及实验验证

根据上述理论分析结果，设计了以 DSP芯片TMS320F2812为核心的单相三电平并网逆变器实验平台，进行实验验证。实验参数为，直流电源电压为300V，并网电流幅值给定为10A，载波频率为10kHz，Le=3mH。电网电压为110V，电网频率为50Hz。

包含双调制波三电平SPWM方法、电感辨识和无差拍电流控制并网系统的实现流程为，首先采集并网电压电流值，根据前述分析辨识电感，计算逆变电压的瞬时输出值，然后判断电网电压是否处于正半周，若处于正半周，则获得调制波 2，更新CMPR2，再根据式（1）计算调制波 1，然后更新CMPR1。若处于负半周，则根据式（2）计算调制波2，更新CMPR2，再根据式（3）计算调制波1，然后更新CMPR1。在过零点位置改变VT5和VT6的状态。

图4给出了相应的实验结果。图4a给出了逆变器的三电平输出电压波形，由图可知，获得了三电平输出电压波形。图4b为并网电流和电网电压的稳态波形，由图可知，采用电感辨识算法后获得了较好的控制性能。图 4c、图 4d分别为并网电流给定从5A突增到10A以及从10A突减到5A情况下的电网电压、电流的动态响应波形，由图可知，系统具有较快的动态响应性能。

图4 实验波形Fig.4 Experimental waveforms

5 结论

本文提出只需 DSP中一个事件管理器的双调制波三电平SPWM方法，有效减少了控制芯片资源的占用，并进一步提出一种基于两次电流采样的单相三电平并网逆变器的滤波电感在线辨识方法，用于并网电流的无差拍控制性能优化，有效改善了并网逆变器的控制性能，提高了系统稳定性，具有算法相对简单、易于实现，控制性能优良等优点。

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