串联IGBT的一种复合均压方法

同向前 宁大龙 夏 伟 申 明

（西安理工大学自动化与信息工程学院 西安 710048）

1 引言

随着电力电子技术在电力系统中的广泛应用，现代电力电子装置正朝着高电压、高功率、高频率和高电能质量的方向发展。然而，电力电子器件的电压水平远远不能满足高压电力电子装置的要求，从而促使人们不断研究新型电路拓扑，如多电平结构、模块电路级联结构、IGBT器件直接串联结构等。IGBT器件直接串联组成高压IGBT串联组件，配合典型的两电平和三电平电路结构，是实现一切高压电力电子装置的简单而有效的途径。

IGBT器件直接串联的主要技术难点在于各个器件之间的均压问题。由于驱动信号的差异、IGBT器件的特性差异和应用电路的杂散参数，IGBT串联组件中各个 IGBT器件的集射极电压往往不均，尤其是开关过程中的动态电压不均，导致 IGBT器件因过压而损坏。RCD无源吸收电路是常用的被动型均压电路[1]，结构简单、成本低，在门极驱动信号同步的条件下，具有较好的均压效果，但是当门极信号存在较大差异时，均压效果很差[2]。基于IGBT的门极控制特性，门极电压钳位电路[3,4]、门极有源电压控制[5,6]、门极RCD有源控制[7,8]等多种主动型均压方法得以提出和研究。门极电压钳位常作为过压保护措施集成于门极驱动电路中，门极有源电压控制结构复杂，门极RCD有源控制的电阻功耗较大。

Kiyoaki Sasagawa等人提出了一种基于门极平衡核的串联IGBT均压方案[9,10]，主要用于解决由于门极驱动信号差异而引起的电压不均问题，仿真和实验结果表明了该方案的优越性。本文在此基础上，通过建立门极驱动等效电路，进一步分析了门极平衡核变压器的参数选择原理与方法，针对平衡变压器漏感引起的门极电压振荡，提出一种基于瞬态电压抑制器的改进措施，并将门极平衡核方案与RCD缓冲电路结合起来，优势互补，形成一种均压效果好、简单实用的复合均压方案。

2 门极平衡核的均压原理与参数选择

2.1 门极平衡核的原理结构

由于控制电路信号、驱动电路延迟和传输线路（光纤）延迟上的差异，串联 IGBT器件的门极驱动信号往往存在不同程度的不同步现象。如果门极驱动信号不同步严重，则必然导致后开通的器件或先关断的器件出现过电压。采用门极信号耦合可以解决门极信号之间的不同步问题，图 1为 Kiyoaki Sasagawa等人提出的一种门极信号磁耦合方案，文中称这种耦合元件为门极平衡核（Gate-Balancing Core，GBC），实为变压比为1:1的强耦合变压器。

图1 门极平衡核均压电路Fig.1 Voltage-balancing circuit with Gate-balancing core

以图1所示两个IGBT串联组件为例，把变压比为 1:1的变压器的一次侧和二次侧分别串入到两个 IGBT的门极线路中，使两个IGBT的门极信号建立一种磁耦合关系。如果某个 IGBT的门极驱动信号发生了延迟，由于耦合的存在，无需闭环网络即可使门极驱动电流基本保持一致，实现门极同步驱动的目的。显然，此方案不会明显增大驱动电路损耗，也不影响装置的开关频率。

2.2 门极等效电路与方程

根据图1，并设GBC为一个变压比为1:1的强耦合变压器，则可以得到两个串联 IGBT的门极驱动等效电路，如图2所示。图2中，两个IGBT分别用门极输入电容（C1、C2）表示，Rg1和Rg2分别为两个 IGBT门极驱动电阻，Lr1和Lr2分别表示变压器的一次侧和二次侧漏感，Lm表示变压器的励磁电感，us1和us2分别表示两个 IGBT的门极驱动信号源。

图2 门极驱动等效电路Fig.2 Equivalent circuit of Gate driving

根据图 2，并设C1=C2=Cies，Rg1=Rg2=Rg，Lr1=Lr2=Lr，可建立IGBT门极驱动电路方程如下：

2.3 变压器励磁电感的设计

耦合变压器的主要作用是在两个 IGBT驱动信号源不同步期间，使得两个 IGBT具有基本相同的门极电压或门极电流，即uC1-uC2=0或ig1-ig2=0。因此，变压器的励磁电感应越大越好。

在IGBT开通过程中，假定VT2管的驱动信号滞后于 VT1管一个时差ΔT，则在ΔT时段内，us1输出正的开通电平UF，而us2仍然输出负的关断电平UR。在ΔT时段内，门极电流从零开始逐渐上升并向 IGBT门极电容充电，设IGBT门极电流呈线性上升，并在ΔT末端分别达到最大值Ig1和Ig2，则门极电流可表示为

将式（2）代入式（1），整理可得：

忽略上式中分母的微小项，近似可得

通常，UF= +15V，UR= -7.5V= -UF/2。如果要求采用门极平衡核后两个 IGBT的门极电压差不大于开通电平UF的1%，即uC1-uC2≤0.01UF，则

式（6）是在IGBT开通不同步的情况下得出的，它也适用于IGBT关断不同步的情况。实际计算中，ΔT应取开通时差和关断时差中的较大值，Cies可查阅所选IGBT手册。

2.4 变压器漏感的设计

实际变压器总会存在一定的漏感Lr，漏感和IGBT输入电容Cies形成LC振荡电路，使IGBT的门极电压出现振荡。如果振幅较大，则门极电压可能超出允许峰值±20V，从而损坏IGBT。

门极驱动电阻Rg对振荡具有衰减作用。IGBT门极驱动电路的品质因数Q为

为了提高变压器的励磁电感和减小变压器的漏感，变压器采用Ni-Zn铁氧体环形铁心。由于IGBT为电压型开关器件，驱动功率很小，采用直径约为20～25mm、截面积约为20mm2的环形铁氧体铁心即可满足要求。设铁心相对磁导率为μr，铁心截面积为Ae，铁心有效长度为le，则在要求的电感Lm下，一、二次的绕组匝数可按下式计算[12]

式中，μ0为空气磁导率。

3 门极电压振荡的抑制与保护

由于门极平衡核变压器的漏感和驱动电路上的杂散电感的作用，门极电路在开关过程中会出现振荡，引起IGBT门极过电压，如图3所示。尽管在变压器设计时，尽量减小漏感以满足设计要求，但是还需要设置预防性的保护措施。

瞬态电压抑制器（TVS）是一种二极管形式的高效能保护器件。在 IGBT的门极和发射极之间装配一个双向TVS（见图4），当IGBT门极电压由于振荡而升高时，它能以 10-12s级的速度，将其两极间的高阻抗变为低阻抗，吸收振荡功率，使两极间的电压钳位于一个预定值，有效地保护IGBT器件。

图3 采用门极均衡核时的门极电压波形Fig.3 Voltage waveforms of gate with GBC

由于TVS动作后改变了门极电路拓扑，TVS不仅能够保护 IGBT门极免受过压，也能有效减缓门极电压振荡的幅度。图3为加入TVS前后IGBT等效输入电容两端的电压波形，TVS加入前，门极电压瞬间超过允许峰值；TVS加入后，门极电压被箝位在设定值，而且振荡幅度明显降低。

4 复合方案及其仿真

由于RCD缓冲电路对IGBT特性参数差异引起的电压不均具有良好的均压效果，但当驱动信号不同步时均压效果急剧恶化，而门极平衡核方案很好地解决了驱动信号不同步引起的电压不均问题。因此，可以将门极平衡核方案与RCD缓冲电路结合起来，同时在IGBT门极与发射极之间接入双向TVS以抑制平衡变压器漏感引起的电压振荡、保护IGBT门极免受过压。串联 IGBT的复合均压电路如图 4所示。

图4 串联IGBT的复合均压方案Fig.4 Hybrid voltage-balancing scheme for series IGBTs

为了分析比较不同均压措施下的均压效果，引入IGBT集射极电压不平衡度αimb指标。αimb定义如下：

式中，Udc为IGBT串联组件承受的总直流电压；N为IGBT串联器件个数；umax表示分压最大的IGBT器件的集射极电压；umin表示分压最小的IGBT器件的集射极电压。

建立了以斩波电路为应用示例的复合均压方案的PSPICE仿真模型，电路及参数如图5所示。仿真中，驱动信号幅值为-7.5～+15V，开关频率2kHz，下管驱动信号较上管延迟 500ns，IGBT型号为CM100DY—12H，其输入电容为5.6nF。

按照式（6）和式（8）可得对平衡变压器的要求：励磁电感不小于5.9mH、漏感不大于2μH。仿真中，实取变压器的电感为5.9mH、漏感为2μH。

图5 复合均压方案的仿真电路Fig.5 Simulation for hybrid voltage-balancing scheme

图6给出了门极信号不同步情况下门极平衡核接入前后的仿真结果，可以看出，门极均衡核（GBC）显著改善了由于驱动信号不同步而引起的电压不均现象。在GBC加入之前，IGBT集射极电压不平衡度为65%，加入GBC后，电压不平衡度接近于0。

图6 GBC接入前后的串联IGBT集射极电压Fig.6 Collector-emitter voltage waveforms of series IGBTs

5 实验结果

建立了与仿真系统基本相同的实验系统，实验电路如图7所示。门极驱动电阻15Ω，平衡变压器电感值 5.9mH、漏感 50μH，无源吸收电路电阻为3Ω、电容为 4.7nF，静态均压电阻 100kΩ。驱动信号电压幅值-9～+15V，开关频率 2kHz，VT2驱动信号较VT1信号延时1μs，IGBT采用MG75Q2YS50（75A/1200V）。

图7 复合均压方案的实验电路Fig.7 Experimental circuit for hybrid voltage-balancing scheme

图8给出了在不同的驱动信号和均压方案下两个串联IGBT的集射极电压波形对比，为保障安全，首次试验直流电压为600V。

图8 不同门极驱动信号和均压方法下的均压效果Fig.8 Voltage-balancing effects under different balancing circuits and different gate driving signals

图 8a为门极驱动信号同步且不采取任何动态均压措施时的实验结果，可以看出，在 IGBT关断期间电压分配不均现象严重，集射极电压不平衡度高达50%。由图8b可以看出，在门极驱动信号不同步且不采取动态均压措施的条件下，IGBT集射极电压不平衡度进一步上升到 100%。因此，动态均压措施是必须的。

图8c给出了门极驱动信号同步条件下、仅采取无源RCD缓冲电路时两个串联IGBT的集射极电压波形，均压效果良好，不平衡度约为10%。但是，从图8d的情况看，若仅采用RCD缓冲电路，在门极信号不同步时均压效果严重恶化。

图8e给出了门极驱动信号不同步情况下、仅采用门极平衡核均压方案时的集射极电压波形，均压效果良好，在 IGBT关断过程中，电压不平衡度约为35%。图8f给出了复合均压方案的均压效果图，即使在门极驱动信号存在较大延迟的恶劣条件下，依然保持了很好的均压效果，电压不平衡度小于2%。

在确认均压效果良好以后，试验直流电压提高到1 200V，图9为复合均压条件下两个串联IGBT的集射极电压对比。图9b为IGBT关断过程的细节波形，图9c为IGBT开通过程的细节波形。可以看出，均压效果良好，电压不平衡度小于 5%。需要指出，在关断的初始过程中，两个 IGBT的集射极电压都有一个冲击上升的过程，两管电压之和的最大值达到1 350V，这是由于直流电源的负载变化特性引起的。当电源负载电流突然消失时，电源电压出现了上冲。由图9b可以看出，即使在关断振荡过程中，当直流电压达到1 350V时，两个串联的IGBT的均压效果依然良好。

图9 直流电压1 200V时复合均压电路的均压效果Fig.9 Voltage-balancing effects of hybrid voltagebalancing circuit under DC 1 200V voltage

6 结论

建立了含有门极平衡核的门极驱动等效电路及其方程，提出了满足均压效果条件下平衡变压器的参数设计原则，并采用TVS有效抑制了平衡变压器漏感引起的门极电压振荡和门极过电压问题。提出了门极平衡核和无源 RCD缓冲电路相结合的复合均压方法，利用无源吸收回路抑制 IGBT器件参数分散性引起的分压不均，利用门极平衡核抑制驱动信号不同步引起的分压不均。仿真和实验结果表明，复合均压方案能够有效抑制 IGBT串联组件内器件开关过程分压不均现象，具有结构简单、工作可靠等特点。

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