并联型有源电力滤波器控制方法与仿真

2012-02-08刘桂英粟时平

电力建设 2012年7期

刘桂英，粟时平

(长沙理工大学电气与信息工程学院，长沙市 410004)

0 引言

随着国家坚强智能电网的发展，大量智能电力电子设备和技术在智能电网中广泛应用。由于智能电力电子器件的非线性特性，在提高智能电网供电可靠性的同时，智能电力电子装置本身产生了无功电流和高次谐波，对智能电网产生了很大的危害［1-4］。

并联型有源电力滤波器(shunt active power filter，SAPF)是一种动态抑制谐波和补偿无功的高级智能电力电子装置，它能对不断变化的负载谐波电流进行实时补偿，而不像无源滤波器(passive filter，PF)有强烈的选择性。SAPF电流跟踪控制电路是补偿电流发生电路的首要环节，其作用是根据补偿电流的指令信号和实际补偿电流之间的相互关系，得出控制电路各个器件通断的脉宽调制(pulse-width modulation，PWM)信号，使实际输出跟踪指令信号的变化，因此，要求电流跟踪控制电路具有很好的实时性。由于SAPF中所需产生的补偿电流主要是各高次谐波组成的畸变电流，所以SAPF及其电流控制器必须能够跟踪变化很陡，即具有很高di/dt值的补偿畸变电流信号。

随着电力电子技术和控制技术的发展，目前用于SAPF的控制方法有:空间矢量控制［5-6］、无差拍控制［7］、单周控制［8-10］、滑模控制［11］、自适应和神经网络等智能控制［12-13］，以上这些控制方法各有特点，大都在理论分析和实验尝试中应用。

目前，电流控制主要采用跟踪型PWM控制方式，该控制方法应用最广泛的是三角载波比较控制和滞环比较控制，这2种控制方式在实际应用中大体上各占一半。三角波比较控制［1-3，14］虽然具有控制简单、动态响应好和开关频率固定等优点，但其开关损耗大，存在高频畸变分量和高频失真，精度低等缺陷。滞环控制［15-16］也具有控制简单、动态响应好、开关频率固定等优点，但其开关损耗大，存在高频畸变分量和高频失真、精度低，且在大功率应用中受限。

考虑到SAPF控制对响应速度要求严格，并且电路实现需要简单、方便，能跟踪负荷的各种变化，本文选用一种改进的定时滞环电流跟踪控制方法对SAPF进行电流跟踪控制，并用包含直流电压环控制的ipiq运算电路对SAPF的指令电流进行检测，并通过Matlab建模仿真加以分析说明。

1 SAPF的基本结构与工作原理

SAPF结构如图1所示［2］，由2部分构成，即电压型PWM变流器及其控制电路(由指令电流运算电路、电流跟踪控制电路和驱动电路3个部分组成)。其中三相桥式整流电路为负载谐波源，它产生谐波并消耗无功功率;指令电流运算电路的核心是检测出补偿对象电流中的谐波和无功等电流分量，也称之为谐波和无功电流检测电路;电流跟踪控制电路和驱动电路的作用是根据指令电流运算电路得出的补偿电流的指令信号，产生实际的补偿电流。

图1 并联型有源电力滤波器的基本结构Fig.1Basic structure of shunt active power filter

设系统电压为ua、ub、uc，三相补偿电流分别为ica、icb、icc，直流侧电容电压为Ud，交流侧电感为L，则有:ica+icb+icc= 0;ua+ub+uc=0。

补偿电流ic是由主电路中直流侧电容电压与交流侧电源电压的差值作用于电感上产生的，主电路的工作情况由主电路中6个开关器件的通断组合决定。将特定的开关组合所对应的工作情况称为工作模式，可得下列描述主电路工作情况的微分方程。

式中:KaUc、KbUc、KcUc为主电路各桥臂中点与系统电源中点之间的电压;Ka、Kb、Kc为开关系数。

Ka+Kb+Kc=0，Ka、Kb、Kc的值与主电路工作模式之间的关系如表1所示［14］。

表1 主电路工作模式和开关系数Tab.1Main circuit mode and switching coefficient

由表1可知，通过开关上下桥臂的组合，可以改变主电路各桥臂中点与系统电源中点之间的电压，且各开关系数的绝对值不是1/3，就是2/ 3;当Ka=1/3时，如不能满足Ud≥3Um(Um为相电压峰值)，则L(dica/dt)=ua+KaUd≥0就不会成立，就不能控制补偿电流的流向了，所以直流侧电容电压应大于交流侧电源相电压峰值的3倍，才能控制电感上电流的增加或者减小，以达到较好的跟踪补偿效果。

由图1可知，SAPF检测所要补偿对象的电压和电流信号，经指令电流运算电路计算得出补偿电流的指令信号，该信号经电流跟踪控制电路和驱动电路的计算、放大(变流器容量不大，可以直接由电流跟踪控制电路产生的信号驱动，因此将驱动电路去掉)，得出变流器的控制信号，由变流器产生补偿电流ic，与负载电流中要补偿的谐波电流iLh及无功电流iLfq抵消，电源电流is即为期望的电源电流。

即当需要补偿负载所产生的谐波电流时，SAPF检测出补偿对象负载电流iL的谐波分量iLh，将其反极性后作为补偿电流的指令信号，由电流跟踪控制电路控制变流器产生的补偿电流ic即与负载电流中的谐波分量iLh大小相等、方向相反，因而两者互相抵消，使得电源电流is中只含基波，不含谐波。这样就达到了抑制电源电流中谐波的目的。

所以，只补偿谐波的原理可描述为:is=iL+ic，iL=iLf+iLh，ic=－iLh，is=iL+ic=iLf。其中，iLf为负载电流的基波分量。

如果要求SAPF在补偿谐波的同时也补偿无功，则需要检测基波电流iLf中的有功分量iLfp和无功分量iLfq，其补偿原理可描述为:iLf=iLfp+iLfq，ic=－(iLh+iLfq)，is=iL+ic=iLfp。

表2 不同补偿目的的和补偿后isTab.2with different compensation purposes and the compensated is

2 包含直流侧电压控制环的ip－iq指令电流检测

在实际应用中，SAPF存在开关和导通损耗，会导致SAPF直流侧电容电压的变化。直流侧电容电压变化过大会危及SAPF的安全，为此需要提供给APF一定的基波有功功率以补偿这部分的损耗，使直流侧电容电压稳定在一定的范围之内。

为控制SAPF直流侧电容电压，可以控制SAPF输出电流中的基波有功电流分量，使SAPF吸收有功功率，即可使直流侧电容电压升高;反之，则可使直流侧电容电压降低。

包含直流侧电压控制环的ip－iq指令电流检测运算电路如图2所示［14］。图中Ud*是Ud的给定值，两者之差经过比例积分(proportional-integral，PI)调节器后得到调节信号Δip，它叠加到瞬时有功电流的直流分量上，经过运算在指令信号中包含一定的基波有功电流，补偿电流发生电路根据产生补偿电流ic注入电网，使得SAPF的补偿电流中包含一定的基波有功电流分量，从而使SAPF的直流侧和交流侧交换能量，将Ud调节至给定值。

图2 包含直流侧电压控制环节的ip－iq指令电流检测运算电路Fig.2ip－iqcommand current detection operation circuit includeing a DC voltage control part

3 SAPF的滞环电流比较控制分析

3.1 传统滞环电流比较跟踪控制的基本原理

采用传统滞环电流比较跟踪控制原理如图3所示［1－3，14－16］。它是把补偿电流的指令信号与实际的补偿电流信号ic进行比较，两者的偏差Δic作为滞环比较器的输入，通过滞环比较器产生控制主电路中开关通断的PWM信号，该PWM信号经驱动电路来控制开关的通断，从而控制补偿电流ic的变化。

图3 滞环电流瞬时值比较跟踪控制原理Fig.3Principle of tracking control with comparison of hysteresis current instantaneous

文献［15-16］在这方面进行了研究，传统滞环电流控制原理和实现非常简单，实时性很好，补偿响应很快;但是它也有许多缺点，如开关频率不固定、输出频谱范围宽、滤波较困难、谐波能量均匀分布在较宽的频带范围内，实际设计中要综合考虑。

3.2 定时滞环电流跟踪控制原理

为了解决传统滞环电流比较控制法中开关频率不确定的不足，在传统滞环电流比较器环节前加上定时环节，限制最大采样频率，即限制绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)开关频率。采用定时脉冲控制的使能控制可以实现定时功能，其原理如图4所示。每个时钟周期对误差值进行1次判断，这样控制开关器件的脉冲信号需要至少1个时钟周期才会变化1次，那么器件的最高开关频率也不会超过时钟频率的一半。由于时钟信号的频率限定了开关器的最高工作频率，从而可以避免开关器件工作频率过高的情况发生。利用这种定时滞环电流跟踪控制方法对并联混合型APF进行仿真分析验证其正确性。

图4 定时滞环跟踪控制原理Fig.4Principle of definite-hysteresis current tracking control

4 SAPF仿真实验分析

4.1 主电路参数的确定

结合SAPF的理论要求、实际应用情况以及仿真的真实有效性，设系统电源电压最大值Usm=(系统为三相三线制，如图1所示)，交流侧电感L=5 mH，变流器直流侧电容C=1.8 mF，直流侧电容电压Ud=800 V。

4.2 仿真模型的建立

采用Matlab/Simulink对SAPF进行仿真研究。在Matlab/Simulink中搭建SAPF系统各部分模块如下。

4.2.1 负载模块

负载采用常见的三相晶闸管桥式整流电路为谐波源，其仿真模块如图5所示，其中直流侧电阻R=20 Ω，L=5 mH。负载为感性，是电力系统中常见的形式。

4.2.2 指令电流检测运算模块

包含直流侧电压控制的ip－iq的指令电流检测运算模块如图6所示。其中通过abc_pq子系统得到瞬时有功电流ip、瞬时无功电流iq，经由3阶 Butterworth滤波得到其直流分量，再通过pq_abc子系统将反变换计算出基波有功分量iaf、ibf、icf，最后在负载电流中减去基波有功电流，即得到三相谐波iah、ibh、ich和无功分量。此模块中包含变流器直流侧电压控制部分，其中=800 V。

4.2.3 定时滞环电流跟踪控制模块

定时滞环电流跟踪控制模块如图7所示。在滞环电流跟踪控制中加入定时触发环节，定时周期为5 μs，滞环宽度设为2×2.220 4×10－16时，输入、ic进行定时滞环跟踪比较，最后得到三相PWM触发脉冲g。其中NOT模块需要输入为布尔型变量，因此进行强制转换。

通过仿真可以得出:将滞环宽度设为0.5 A左右以下都能达到良好的滤波效果。

图7 定时滞环电流跟踪控制模块Fig.7Modules of definite-hysteresis current tracking control

4.3 仿真结果及分析

系统为刚性系统，因此仿真选用ode23tb算法，相对误差设置为1e－3(1×10－3)。为了提高仿真速度，在不对精度有较大影响的前提下，对系统离散化，因此在powergui中设置仿真类型为discrete，采样时间为5e－006 s(5×10－6s)，停止仿真时间为0.08 s。

设置非线性负载三相整流桥晶闸管触发角α分别为30°、45°进行仿真。触发角取不同值时，得A相电源电压和补偿前后电流如图8、9所示。

使用powergui模块中的快速傅里叶(fast fourier transform，FFT)工具，对触发角α=30°和α=45°时，A相补偿前后电流进行FFT分析，结果如图10、11所示，并把结果汇总于表3中。

由以上仿真结果可以看出本模型中主要为3次、5次和7次谐波，经过APF滤波后此3种谐波含量明显降低;并且对于不同触发角的情况，定时滞环电流跟踪控制模块都能有效工作，使补偿电流实际值很好地跟踪了计算值。

由表3可知，晶闸管的触发角对谐波影响较大。随着α的增大，谐波含量也逐渐加大，总谐波失真率(rate of total harmonics distortion，THD)从α=30°时的27.54%增大到α=45°时的30.66%;而经过APF的补偿，在本文所仿真的4种情况中，THD分别由27.54%、30.66%降到了3.85%、4.80%，均对谐波电流进行了较好地补偿。

表3 不同触发角补偿前后的THDTab.3THD before and after compensation at different firing angle

5 结论

通过对并联混合有源滤波器的结构和原理进行分析和建模，利用包含直流侧电压控制环的ip－iq对指令电流进行检测运算，结合瞬时滞环电流比较跟踪控制的特点，提出了一种改进型的定时滞环电流跟踪控制作为并联混合型有源滤波器的电流跟踪控制算法。通过Matlab建模仿真，从跟踪速度、控制精度、开关谐波含量和开关器件频率等方面，对定时滞环电流跟踪控制算法进行研究。

(1)当定时周期为5 μs，滞环宽度设为2× 2.220 4×10－16时，输入i*c、ic进行定时滞环电流跟踪比较控制，通过仿真可以得出:将滞环宽度设为0.5 A左右以下都能达到良好的滤波效果，经过APF滤波后3次、5次和7次谐波含量明显降低;并且对于不同触发角的情况，定时滞环电流跟踪控制模块都能有效工作，使补偿电流实际值很好地跟踪了计算值，跟踪效果实时性好。

(2)仿真结果表明，晶闸管的触发角对谐波影响较大。随着α的增大，谐波含量也逐渐加大，总谐波失真率(THD)从α=0°时的21.02%增大到α=60°时的50.67%，而经过APF的补偿作用，在所仿真的4种情况中，THD分别由21.02%、27.54%、30.66%、50.67%降到了2.24%、3.85%、4.80%、6.57%，均对谐波电流进行了较好的补偿。

(3)当环宽内的固定开关频率调节时，时钟信号的频率限定了开关器的最高工作频率，从而可以避免开关器件工作频率过高的情况发生。从波形图看，实际波形图有一些毛刺，平滑不很好，但跟踪效果较好，而且这种方法只是限定了最高的开关频率，在一定程度上保证了器件安全，达到了预期的目的。

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