一种高效的LTE参考信号方案及其性能分析

王 爽，楼喜中，彭 挺，周 伟，金 宁

（中国计量学院 信息工程学院，浙江 杭州 310018）

随着宽带技术的应用，使得运营商向用户提供大量数据的传输业务成为可能.3G之后的技术演进，大多围绕着如何应用各种多天线分集和复用技术来提高无线资源的利用率进行.

长期演进计划（LTE）是3GPP于2004年底启动的下一代移动宽带网络标准.LTE的两大核心技术，即正交频分复用（OFDM）技术［1］和多输入多输出（MIMO）技术［2］中，为了更高效的利用时频资源，都需要对信道状态信息进行较为准确的估计.信道估计一直是移动通信技术研究的热点.

信道估计按照参考信号的形式可分为盲信道估计、半盲信道估计和基于参考信号［3］的信道估计.由于基于参考信号的信道估计能够对信道状态进行更准确的估计，因此现有通信系统中多应用基于已知参考信号的信道估计方法［4-6］.

基于参考信号的信道估计方法虽然具有准确度高的优点，但却带来了大量的时频资源浪费，即系统不得不让出部分时频资源来传输参考信号.典型的参考信号设计方案有：块状参考信号、梳状参考信号和离散分布参考信号［7-8］.

本文在LTE协议的框架之下设计了一种更高效、更经济的参考信号方案，并进行了仿真比较，给出了误码率性能.文中第一节介绍了OFDM系统中典型的参考信号设计方案，并介绍了LTE协议规定的参考信号结构，第二节介绍LTE下行链路设计及相关关键技术，第三节介绍笔者设计的高传输率参考信号方案和相应链路的调整，第四节给出相关的仿真结果及分析，第五节总结全文，提出结论.

1 传统参考信号设计方案

在无需知道训练序列或参考信号的情况下，靠先验约束条件得到信道估计值的方法就是盲信道估计.而在传输的信息符号中，按照一定的规律插入发送端和接收端都已知的参考信号（即导频），在接收端，根据其位置的信道响应估计其它位置的信道响应的方法，就是基于参考信号的信道估计.基于参考信号的信道估计的估计准确度一方面取决于估计准则，另一方面取决于参考信号的分布.因此，对于参考信号分布结构的设计，一直是信道估计技术的一个重要研究方向.

1.1 OFDM参考信号设计

OFDM系统的参考信号通常可根据分布形式的不同分为三类，即梳状参考信号、块状参考信号和分布式参考信号.梳状参考信号均匀分布于每个OFDM符号中，它的重传率较高，对抗快衰落的能力较强，但对于频率选择性衰落比较敏感［7］.块状参考信号分布于个别OFDM符号的所有子载波上，所以对频率选择性衰落不敏感，但在相邻两个含参考信号的OFDM符号之间，信道变化应该相对平坦.两种参考信号分布形式如图1所示.

图1 梳状与块状参考信号分布示意图Figure 1 Diagram of the comb and block reference signal distribution

从图中可以看出，以上两种参考信号分布形式中，参考信号所占无线传输资源的比例为25%，资源浪费非常严重.当然，实际通信过程中，信道并非单纯的快衰落信道或频率选择性衰落信道，而是两种性能同时存在.

为了进一步减少资源的浪费，人们又设计出了分布式参考信号.LTE的参考信号方案就属于此类.分布式参考信号的密度是根据信道的统计参量，在尽量减少参考信号数量的原则下折衷设计的，旨在能够在最小的性能损失下达到最大的资源利用率.

1.2 LTE参考信号设计方案

LTE射频指标中规定，LTE应能够支持1.4MHz，3MHz，5MHz，10MHz，15MHz，20MHz等多种带宽.这意味着LTE的帧结构，应便于系统在做最少的改变的前提下，适应不同的发送带宽.LTE的帧结构以RB为单位［8］，RB实际上是一个时频资源块，时域资源为一个时隙（0.5ms），频域资源为12个子载波（15×12＝180kHz）.所以在成帧过程中，时域总是20个时隙（10ms）的资源，而频域则可以根据发送带宽来给定不同的RB数目.

LTE在3GPP TS 36.211协议［8］中设计的参考信号分布形式可简化成图2.图中给出了两个相邻RB的参考信号位置.

图2 LTE参考信号分布结构Figure 2 Distribution structure of LTE reference signal

多天线发射过程中，在某一发射天线发送参考信号的时频资源位置，其余天线不能发送任何信息.所以从图中可见，当采用的发射天线数目越多时，参考信号所占用的资源就越多，这个比例在单天线、正常循环前缀（CP）情况下为4.76%，两天线时为9.52%，四天线时为14.29%.当天线数继续增加时，参考信号的比例也随之继续增大.

2 LTE下行链路设计及关键技术

2.1 LTE下行链路设计

本文利用简化的LTE下行基带链路，在MATLAB环境下对上述设计方案进行仿真.传统的链路如图3所示.在发送端，链路以随机0－1比特流作为信源，并且按照LTE中规定的Turbo码内交织器长度分割成块，添加循环校验（CRC）.为了方便性能的对比，仿真中一律限制码长为1024.将添加好CRC的比特流逐块送入Turbo编码器.编码后的比特经过子块交织和级联，进入调制器.

图3 LTE下行基带链路流程图Figure 3 Baseband link of LTE downlink

调制是将数据比特调制为复数符号的过程，LTE下行物理信道共支持4种调制方式［8］：双相移相键控（BPSK）、四相移相键控（QPSK）、16符号正交幅度调制（16QAM）、64符号正交幅度调制（64QAM）.QPSK调制方式是LTE协议所规定使用的4种调制方式中应用最广泛的一种，几乎可以应用于所有的物理信道（除物理混合重传指示信道（PHICH）规定使用BPSK调制外）.QPSK是单纯的相位调制，每个符号调制两位数据比特.此外，LTE还支持同一帧中应用不同的调制方式.本文仿真过程中采用QPSK调制方式.

数据符号调制好后，进行空频编码（SFBC）.空频编码的目的是为了在接收端通过合并获得发射分集增益.经过空频编码之后，原有的数据符号流会根据天线端口数量的不同分成若干个支流.

空频编码之后的支流将分别进入映射器.链路在发射端和接收端都拥有相同的参考信号，发射端在将信息符号映射到帧中的同时，将参考信号也映射到帧中的相应位置.在不止一根发射天线时，不同天线的参考信号映射的位置不同，且其它天线映射参考信号的位置，当前天线不可以映射任何符号（必须置0）.映射好的数据帧经OFDM调制，再添加CP后就送入信道.

LTE的信道模型主要有三种场景，分别是扩展徒步模型（EPA），扩展车载模型（EVA）和典型城市模型（ETU）.［9］本文绝大多数仿真的信道环境是ETU信道，其显著特点是时延大、频率选择性强.

在接收端信道估计器利用同样的参考信号符号，和从信道中获取的含有干扰的参考信号符号，通过相应的信道估计算法进行信道估计.再通过插值估计出非参考信号位置的信道响应.最后用估计出的信道响应补偿接收信号.

除信道估计外，接收端的其他操作都是对应的发送端模块的逆过程.信道译码采用最大后验概率（Log－MAP）算法.

2.2 信道估计方法实现

基于参考信号的信道估计就是利用参考信号位置接收到的信号和已知的参考信号，通过一些算法，估计出信道响应，再利用参考信号位置的信道响应估计出非参考信号位置的信道响应，一般采用插值的方法.

通常，发射信号在信道中受到两种类型的干扰，一种是乘性干扰，即信道响应，也叫做衰落，另一种是加性干扰，通常指白噪声.故接收信号可以用公式（1）表示.信道估计的目的是估计出信道响应h.

目前最常用的信道估计准则有两种，最小平方（LS）准则和最小均方误差（MMSE）准则.其计算公式分别如式（2）和式（3）所示.［10］MMSE 算法需要用到LS算法的结果，并根据信道响应之间的相关性对LS准则估计的结果进行修正，从而提高估计算法的抗噪能力.本次仿真应用的就是MMSE估计准则.

2.3 发射分集

LTE标准中采用空频编码（SFBC）作为两天线端口的发射分集方案，四天线端口的发射分集则采用空频块码－频率切换发送分集（SFBC＋FSTD）.

Alamouti于1998年提出了两发送天线的空时编码（STBC）方案［11］.LTE所采用的SFBC的码组结构与STBC完全一致，不同点仅在于STBC针对的是空间（天线之间）和时间（不同采样时间）进行编码，SFBC则是针对空间和频率（子载波）.两天线的SFBC发射机结构如图4所示，编码方式见表1.

图4 两天线空频编码发射机结构Figure 4 Structure of two antennas SFBC for wireless transmitter

表1 两天线端口的空频编码Table 1 SFBC of two antennas system

在接收端，系统通过合并获取分集增益.合并前STBC假设相邻的两段采样时间内，信道响应一致，至少其变化可以被忽略；而SFBC则假设OFDM系统中相邻的两个子载波拥有信道响应的一致性.除极度恶劣的环境外，绝大多数无线信道环境满足以上假设，至少信道响应的差异可被忽略.故根据以上信道响应一致性的假设，接收端对应于一个空频码字的接收信号可以用公式（4）表示.

合并规则如公式（5）所示.

四天线SFBC＋FSTD编码如表2所示.其合并规则与两天线SFBC基本相同.

表2 四天线端口的空频块码－频率切换发送分集Table 2 SFBC＋FSTD of four antennas system

2.4 Turbo译码算法实现

本文仿真过程中，Turbo译码采用对数最大后验概率（Log－MAP）算法，复杂度较最大后验概率（MAP）算法低.Log－MAP算法是 MAP算法的对数域实现，其基本思想是将MAP算法中的变量都转换为对数形式，从而将原有的乘法运算转化为加法运算.算法描述如下：

首先定义相关变量的对数域量，见公式（6）.

利用雅克比（Jacobian）对数等式得出以下重要公式.在实际运行中，不需要去计算每个x的值，而是采用查表的方法，这也是Log－MAP算法减少计算量的一个关键步骤，见公式（7）.

由此，对数域变量的迭代计算如公式（8）所述.

分支度量（branch metrics）的计算如公式（9）所述.

译码后的对数似然比由公式（10）得到：

3 高传输率参考信号设计

3.1 高传输率参考信号设计方案

我们知道，在实际的无线通信场景中，需要提供大量数据下载业务的场景通常是人口稠密的市区环境，而且市中心和绝大多数室内环境中，终端的移动速度一般较慢，很多甚至是静止的.这些场景的典型特点是多径数量大而时间变化不明显，通常是信噪比较大的良好信道.

此外，参考信号以离散的形式分布于整个数据帧中，在其中少数的参考信号出错（即发送端与接收端所给出的参考信号不一致）对于实际信道估计的结果影响是不太大的.这就为设计有意义的参考信号提供了可能.

所谓有意义的参考信号，是指参考信号中包含一定的信息，即参考信号也是信息符号，只不过这部分信息符号还用于信道估计.本文将一部分信道编码后的系统比特调制为参考符号，这样做的优点在于，通过信道译码的纠错，参考符号的错误概率会有一定程度的降低，进而使信道估计的结果更加准确.

相对于有意义参考信号，本文还用到无意义参考信号的概念.无意义参考信号的含义是参考信号中不包含要传输的信息，即只用于信道估计，且发送端和接收端都已知的参考信号.LTE协议中规定的参考信号，都属于本文定义的无意义参考信号范畴.

基于以上两种参考信号的定义，一种高传输率参考信号设计方案如图5所示.图中表现的是在两天线和普通CP长度的情况下，一帧中相邻的12个子载波的参考信号分布结构.其中用不同方向的斜线表示不同天线的参考信号位置，用灰度表示无意义参考信号的映射位置，其余为信息符号的映射位置.由LTE的帧形成过程可知，完整的帧结构是系统根据带宽需要，对于图5中所示时频资源块的简单复制拼接而成的.

按照图5中的方案映射参考信号后，只有时隙10中的第一个OFDM符号中的参考信号是无意义参考信号，也就是说，无意义参考信号的比例只有原有设计的1／40，即整个帧中可用时频资源的0.238%.显而易见，此方案节省了大量的资源，与原设计中两天线的参考信号比例9.52%相比，减少了97.5%.

在四天线方案中，发射分集需要两个OFDM符号携带无意义的参考信号，形式则与两天线时基本相同，故其占用可用时频资源的比例为0.476%，仍不足0.5%.较之原有设计中14.29%的参考信号比例，减少了96.7%.

图5 高传输率参考信号分布结构Figure 5 Distribution structure of the high transfer rate reference signal

3.2 仿真链路的修改

为了适应新的参考信号结构，有必要对仿真链路进行修改.修改后的仿真链路流程，如图6.编码比特流经过调制和空频编码后进入映射器.映射器先在图5中用灰度标出的位置插入极少量的无意义参考信号，然后从调制后的符号中，取出部分系统信息，将其映射到新设计的有意义参考信号符号位置，最后将其余符号映射到非参考信号符号位置.这里的系统信息是指由系统比特调制成的符号，因为系统比特和校验比特在包含的信息上是无差别的，只有系统比特在Turbo译码之后才会被保留下来，这样才能够在译码之后重新找回这些符号.

图6 无额外参考信号的仿真链路图Figure 6 Diagram of no additional reference signal simulation link

而在接收端，接收信号先经过初始信道估计，发射分集合并，解映射，解调和信道译码.其中，初始信道估计时应用发射端插入的极少量的无意义参考信号.译码结束后，系统将映射在参考信号位置的数据比特抽取出来，再次进行调制.调制好的符号和原有的无意义参考信号一起作为参考信号，用于信道估计.当然，这些参考信号符号包含一定错误，错误符号的多少取决于首次译码的正确率.当信噪比处于较低水平时，参考信号符号的错误概率较高，进行信道估计的结果与不进行信道估计基本相当.但当参考信号符号中错误符号的概率小到一定程度时，经过信道估计和再次译码，系统误码率将迅速下降.

4 仿真结果

仿真实验相关参数，如表3.该仿真参数基本参照LTE协议3GPP TS 36.211［8］和36.212［12］选取.

表3 仿真参数Table 3 Simulation parameters

图7到图10是本文所设计的参考信号方案在两发一收天线设置下的仿真结果.

图7 基于不同多普勒频移的比较Figure 7 Comparison based on the different doppler frequency shifts

图7是高传输率参考信号结构下，LTE下行链路系统性能基于不同多普勒频移的比较.信道多径衰落设置为ETU信道，其参数在第二节中已经给出.信道编码的码率为1／3，同一次译码的最大迭代次数为5次，首次译码后进行一次信道估计.从图7中可以看出，本文提出的参考信号设计方案在多普勒频移越小的情况下性能越好.多普勒频移在20Hz以下时，比特误码率（BER）在信噪比为4左右时就会迅速收敛，但当多普勒频移在20～30Hz之间时，虽然误码率仍然会随着信噪比的升高而收敛，但性能下降速度迅速增加.当多普勒频移在50Hz左右时，误码率曲线甚至不再收敛.

图8给出的是本文所设计的参考信号结构在不同的多径衰落参数下的性能比较.作为对比的三组多径衰落信道参数均参考3GPP协议TS36.104 V9.4.0［7］.

图8 基于不同多径衰落的比较Figure 8 Comparison based on the different multi－path fadings

从结果曲线可以看出，在其它条件相同的情况下，系统在EPA信道中的性能比其它两种信道差一些，但随着误码率曲线的收敛，差距逐步缩小，在误码率达到10－4以下时，差距不足1dB.而ETU与EVA两种信道中，EVA信道下的系统性能要略好，但差距很小.

图9 基于不同信道估计迭代次数的比较Figure 9 Comparison based on the different numbers of channel estimation iteration

图9给出的是本文所设计的参考信号结构在不同的信道估计迭代次数下的性能比较.信道估计迭代次数是指首次译码之后的信道估计次数，即在首次译码之前，系统凭借少量的无意义导频获取粗略的信道响应不计入信道估计次数.图9中可以看出，当进行迭代信道估计后，误码率曲线的收敛速度比不进行迭代信道估计有所提高.但在进行多次迭代信道估计时，其性能较一次迭代的提高很小，几乎可以忽略.

图10 基于不同信道编码码率的比较Figure 10 Comparison based on the different channel coding rates

图10给出的是本文所设计的参考信号结构在不同信道编码码率下的性能比较.图中画出了三种信道编码码率下的性能曲线，每种码率中实线表示本文所设计的参考信号结构，一次迭代信道估计下的性能；虚线表示的是同样情况下，LTE参考信号结构下的性能.从图10中可以看出随着码率的升高，无论是LTE参考信号结构还是本文设计的参考信号结构，系统的性能都会下降.相同码率的情况下，本文所设计的参考信号结构获得的性能略优，且优势随着码率的升高而越来越明显.

图11给出的是4T1R情况下的性能比较.从图11中可以看出，与两天线相似的，本文所设计的参考信号结构在一次迭代信道估计下的性能，与同样情况下LTE参考信号结构下的性能基本一致.

图11 4发1收时的性能比较Figure 11 Performance comparison for 4T1Rsystem

5 结 语

本文提出一种在不影响系统总体误码率性能的情况下，减少无意义参考信号插入的参考信号结构，从而使得系统整体传输效率得到提高.两天线发射分集条件下，本文提出的参考信号结构所插入无意义参考信号的数量比LTE原有方案减少97.5%，只占整个数据帧中可用时频资源的0.238%，并且通过迭代信道估计和再次译码，误码率性能略优于原方案.四天线时，本文提出的参考信号结构所插入无意义参考信号的数量比LTE原有方案减少96.7%，性能上也比原结构稍有提高.

本文所设计的参考信号结构在对抗多普勒频移方面能力不强，只能应用于多普勒频移在30 Hz以下的低速运动或相对静止状态.此方面有待于进一步的研究和提高.

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