开关磁阻电机新型功率变换器的研究与设计

甘 醇

(中国矿业大学信电学院，江苏徐州 221008)

0 引言

开关磁阻电机驱动系统(Switched Reluctance Drive，SRD)是20世纪80年代迅猛发展起来的一种新型调速电机驱动系统，其以结构坚固、调速范围宽、调速性能优异，而且在整个调速范围内都具有较高的效率，系统可靠性高等特点，成为各国研究和开发的热点之一［1－7］。开关磁阻电机(Switched Reluctance Motor，SRM)是通过各相绕组依次通电拉动转子旋转，因此SRM的转动严格依赖各相绕组的开通与关断。SRD中为了实现各相绕组的开通与关断，离不开特定的功率变换器。功率变换器是SRM运行时所需能量的供给者，是系统的中枢执行机构。在整个SRD成本中，功率变换器占有很大的比重，合理选择和设计功率变换器是提高 SRD性价比的关键之一［8］。功率变换器主电路形式的选取直接影响SRM的调速性能、转矩脉动等。

本文以公共开关型功率变换器为研究对象，分析了公共开关型功率变换器的优缺点。为解决系统重载和高速运转时调速性能的下降，本文设计了几种新型的功率变换器，加快了绕组的放电过程，改善了系统的调速性能。

1 公共开关型功率变换器分析

主电路设计是SRM功率变换器设计的关键之一，目前应用最多的功率变换器主要为不对称半桥型和公共开关型。公共开关型功率变换器主电路拓扑结构如图1所示。

图1 公共开关型功率变换器主电路

S1、S2、S3为位置导通管，三相共用一个公共开关管S，公共开关管对供电相实施斩波控制。当S与S1同时导通时，电源向A相绕组供电;当S1导通、S关断时，A相电流经VD续流;当S和S1都关断时，电源通过VD和VD1反加于A相绕组两端，实现强迫续流换相;当 S导通，S1关断时，相电流将经VD1续流，因A相绕组两端不存在与电源供电电压反极性的换相电压，不利于实现强迫换相。具有公共开关器件的功率变换器主电路有一只公共开关管在任一相导通时均开通，一只公共续流二极管在任一相续流时均参与续流。该电路所需的开关器件和二极管数量较传统的不对称半桥式功率变换器电路大大减少，其造价明显降低。

SRM续流阶段的性能直接影响调速系统的性能。在相绕组关断时刻相电流迅速下降，回馈能量可以有效缩短续流时间，提高输出转矩和系统效率。对于公共开关型功率变换器，当位置导通管关断时，单相绕组进入续流阶段，由于各相共用一个斩波管，其他相绕组仍需斩波信号提供换相转矩，斩波管无法关断仍然继续斩波，不利于实现强迫换相，其续流回路如图2所示。

图2 续流回路

图3为公共开关型功率变换器的相续流电流，其续流较陡峭，呈阶梯状。

从图中可以分析，当位置导通管断开时，脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)信号为高电平进行零电压续流，电流波形斜率趋于零，此时续流较缓慢;PWM信号为低电平进行负电压续流，电流波形斜率较大，此时续流较迅速。

图3 公共开关型仿真续流电流

不对称半桥型功率变换器可以在某相续流时，将该相斩波管与位置管同时关断进行负电压续流，与PWM信号无关。因此，公共开关型功率变换器的续流时间比不对称半桥型功率变换器的续流时间长，与PWM占空比有关。PWM占空比越大，则续流时间越长。若续流时间过长，续流结束时刻电流已经延伸到对应相电感的下降区，必然会产生制动转矩。

一般情况下，调速系统中常采用调节开通角和关断角来消除转矩死区，但不可避免地增加了软件的复杂程度，同时减小了相绕组电流维持最大值的时间［5］。本文提出一种新的消除转矩死区的方法，即通过优化功率变换器主电路拓扑结构改变续流斜率k，加快绕组放电过程，从而消除死区电流导致的转矩死区，同时延长了相绕组电流维持最大有效值的时间，原理如图4所示。

图4 续流斜率k对续流电流的影响

2 新型功率变换器的设计

2.1 双极性电源公共开关型功率变换器

图5为本文介绍的新型功率变换器主电路。

该电路仍以公共开关型功率变换器为基础，在反向续流回路中加入电压Us和滤波电容C1，电源系统采用双极性电源供电。

图5 双极性电源公共开关型功率变换器

传统的功率变换器在绕组正向导通时，绕组两端承受正向电压Us，在反向续流时加在绕组两端的电压为－Us，斜率方程为

该新型功率变换器在绕组正向导通时，绕组两端承受正向电压Us，在反向续流时加在绕组两端的电压为－2Us，斜率方程为

由式(1)、式(2)分析可见，续流时由于绕组两端反向电压的升高增大了续流斜率，从而缩短了续流时间，加快了绕组的放电过程。当PWM占空比较大时，由式(2)，快速的放电过程有利于消除续流时间过长导致的转矩死区。

2.2 滑变调压公共开关型功率变换器

尽管双极性电源式的功率变换器已经能有效减小死区电流产生的转矩死区，但是反向电压恒为－2Us，对不同SRD并不一定能达到良好的效果，可能还需要更高的反向电压来消除转矩死区。图6为滑变调压式的新型功率变换器。

图6 滑变调压公共开关型功率变换器

供电电源采用+kUs(k＞1)和－Us，通过滑动变阻器分压可任意调节反向续流时加在绕组两端的电压，加快电流释放过程，斜率方程为

由于供电需要两种不同大小的电压，不可避免地增加了电源系统的复杂程度。同时，由于使用了滑变电阻器分压，增加了系统的能量损耗，降低了系统效率。

2.3 Boost斩控调压公共开关型功率变换器

为了实现反向电压大范围可调，现采用Boost斩控调压器［6］和公共开关型功率变换器组合设计，得到新型的Boost斩控调压公共开关型功率变换器，其主电路拓扑结构如图7所示。

图7 Boost斩控调压公共开关型功率变换器

电源系统仍采用双极性电源供电，Boost电路模块中Ls为储能电感，ST为Boost升压直流斩波管，VDT为逆止二极管，C1为稳压电容。尽管该电路具有元器件成本高和结构复杂的缺点，但加入Boost电路后，续流的加快使得系统在不产生负转矩情况下绕组可以相对关断晚一些，从而延长了相绕组电流维持最大值的时间，增加了系统的输出功率，提高了运行效率。转矩死区的消除也在一定程度上降低了转矩脉动。该新型功率变换器结构在最少开关器件的基础上加入了Boost升压直流斩波模块，以提高相绕组电流续流时的衰减速度。除Boost模块外，其工作过程与公共开关型主电路的工作过程一样。Boost升压直流斩波模块是一个输出电压为Ud的可控高效开关电源，反向续流时由C1和Cs共同提供反向电压。这种电路的好处是可以使C1上的电压始终高于电源电压Us。实际应用中为了使电机达到良好的起动效果，应先对C1进行预充电。

ST导通时，Us向 Ls充电，设充电电流恒为I1，同时C1的电压向负载供电，提供反向续流电压。因为C1值很大，输出电压Ud为恒值。设ST导通时间为 ton，，此阶段 Ls上积蓄的能量为UsI1ton。ST关断时，Us和Ls共同向C1充电并向负载供电，提供反向续流电压。设ST的PWM周期为T，占空比为D，则ST关断的时间为T－ton，此期间电感Ls释放的能量为(Ud－Us)I1(T－ton)。稳态时，一个周期T中Ls积蓄能量与释放能量相等:

理论上输出电压Ud可以无限大，但实际受电子器件参数的限制，Ud不可能任意大，有一定的取值范围。Ud越大，绕组放电越快，对应不同PWM占空比，需要选择合适的Ud值，斜率方程为

与传统功率变换器相比，在其放电过程中绕组反向电压增加了－Ud一项参数，加速了相电流衰减。通过调节Boost斩波管可调节Ud的大小，进而调节相电流的衰减速度，延长相绕组开通时间内的相电流维持最大值的时间而不会产生死区电流，改善了SRD系统的调速性能。由于反向续流电压连续可调且能量损耗较小，所以性能上要比前两种功率变换器优越。

2.4 三种新型功率变换器对比

本文提出的三种SRM调速系统的新型功率变换器都有一定的实用价值，对相绕组放电过程都有不同程度的改善，各有优缺点，主要概括为三个方面，如表1所示。

3 仿真结果

本文以三相12/8结构SRM为研究对象，对性能最优的新型Boost斩控调压公共开关型功率变换器和传统的公共开关型功率变换器进行仿真研究，并进行对比分析。调速方式采用PWM电压斩波控制，电机本体非线性仿真模型利用MATLAB/Simulink 模块建立［7－8］，功率变换器环节直接采用SimPowerSystems模块搭建，此方法可以对电流波形、转矩波形等进行直观分析。

表1 新型功率变换器的性能对比

功率变换器开关器件统一采用功率场效应管(MOSFET)，仿真参数设置如下:两种功率变换器供电电源分别为+12 V和±12 V，Boost斩控调压模块中储能电感Ls值为1e－3 H，稳压电容C1值为1 F。

图8为传统功率变换器和新型功率变换器的相电流对比。PWM占空比统一设置为0.4，关断角固定不变。图8(a)为传统型相电流，其续流时间较长;图8(b)为新型相电流。通过调节Boost升压斩波管的PWM占空比，设置Ud为12 V，则反向续流电压为－2Us，如图9(b)所示。

图8 传统功率交换器和新型功率变换器的一相电流对比

图9 传统功率变换器和新型功率变换器的一相电压对比

由于续流阶段增大了反向续流电压，只需要较少的几个PWM斩波周期即可使续流电流快速衰减为零，其续流时间明显变短。由此可见，新型功率变换器在放电时大大加快了绕组中电流的衰减，达到了能量快速回馈给电源的目的。

图10为传统功率变换器和新型功率变换器的相转矩对比。由续流阶段分析，PWM占空比的增大会使相电流延伸到对应相电感的下降区，即相绕组在dL/dθ＜0区域内仍有回馈电流存在，系统周期性地输出制动转矩，转矩脉动严重，如图10(a)所示;由于采用Boost斩控调压模块，将Ud调至20 V，加快了续流时绕组电流的衰减，有效消除了制动转矩，在一定程度上降低了系统的转矩脉动，如图10(b)所示。

图10 传统功率变换器和新型功率变换器的一相转矩对比

当系统高速或重载时PWM占空比较大，零电压续流时间过长导致续流总时间变长，此时就会出现转矩死区，由于单相转矩死区的存在限制了系统的总转矩，无法满足调速系统的要求。

当PWM占空比为0.8时将Ud调至30 V，完全消除了单相转矩死区，有效提升了总转矩，提高了系统的输出功率，使得系统带载能力加强，如图11所示。

图11 传统功率变换器和新型功率变换器总转矩对比

4 结语

(1)本文分析了公共开关型功率变换器续流时间对调速系统的转矩输出和转矩脉动的影响，提出了通过增加反向续流电压来消除制动转矩、提高系统效率和降低转矩脉动的方法。

(2)以公共开关型功率变换器为基础，在最少开关器件的基础上设计了三种新型的功率变换器:双极性电源型、滑变调压型、Boost斩控调压型。这三种功率变换器都在不同程度上缩短了续流时间，达到了能量快速回馈给电源的目的。

(3)搭建SRM非线性仿真模型，对传统的功率变换器和新型Boost斩控调压型功率变换器分别进行了相电流、相电压、相转矩和总转矩的对比分析，有效说明了新型功率变换器改善了电流波形，降低了转矩脉动，提高了输出功率。

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