基于交错并联技术的高频整流器交流侧电流纹波分析

蔡院玲，张 宇，费兰玲

(华中科技大学电气与电子工程学院，湖北武汉430074)

随着社会对电力设备容量和质量的需求日益增加，如何提高电力电子变流装置的容量并改善其输出性能是现代电力电子技术重要的发展方向之一。高频PWM整流器是目前较为常用的整流装置之一，它可以使得整流器的功率因数为1，但是高频PWM整流器只适用于中低容量场合，在大容量场合，由于受到功率器件开关频率与损耗的限制，整流器注入到电网中的电流谐波成份将对电网造成较大的污染，因此用6个开关管组成的三相桥整流电路不能满足大功率场合［1］。近年来，在大功率场合的应用中，多电平、混合拓扑结构、并联等多种多重化方法成为扩大整流器输出容量的有效途径［2］。

在此背景之下，本文探讨了单个整流器与基于交错并联技术的高频整流器交流侧的电流纹波，并以仿真论证了:将交错并联技术应用于高频整流器时，交流侧的电流纹波得到了很好的抑制。

1 交错并联调制方法

图1 基于交错并联技术的整流器拓扑图

图2 交错并联调制方法示意图

基于交错并联技术的高频整流器拓扑如图1所示。交错并联调制方法如图2所示，整流器1与整流器2的调制波相同，载波移相180°。当开关频率选得足够高时，从图中可见，整流器2的驱动脉波相对于整流器1的驱动脉波滞后半个开关周期，占空比相同。

应用交错并联技术时，每相输出电流为两个整流器输出电流之和，因此交流侧总的电流纹波可以抵消一部分，如图3所示，当占空比为50%时，两个整流器交流侧的电流纹波正好反相，可以完全抵消［3］。

图3 占空比为0.5时，电流纹波完全抵消

2 单个整流器交流侧电流纹波计算

单个整流器拓扑如图4所示，三相整流的开关状态有八种。分别为 000，001，010，011，100，101，110，111。令每个状态的作用时间为△t，每种状态对应一种等效电路图，以A相为例，可以计算出相应的A相的交流侧电流纹波值。

图4 单个整流器拓扑图

图5 开关状态为000时单个整流器等效电路

开关状态为011时，等效电路如图6所示。

图6 开关状态为011时单个整流器等效电路

同理，可列出开关状态为 001，010，100，101，110，111下的等效电路，并计算其纹波大小，如表1所示。

表1 八种开关状态下单个逆变器交流侧纹波大小

令图4中A相电感压降为ULf，负载电压为，A桥臂中点相对于n点的电压ua1的基波分量为Ua，A相调制波与ua1的基波分量为Ua同相位，则总相量图如图7所示。对电感选型时，一般要求在满载条件下，滤波电感的电压降不能高于负载电压的10.5%，令整流器A相输出功率为Pa，则必须满足条件:，图 7 中10.5%，因此 θ的范围为0°～6°，即可近似认为

图7 电路相量图

整流器A相电流纹波最大值发生在A相调制波过零点处［4］。令调制比为 m，则A相调制波过零点时，A相调制波为0，B相调制波大小为0.865 m，C调制波大小为－0.865 m。如图8所示，取A相调制波过零点的一个开关周期，分析其开关状态，由此计算出电流纹波值。

图8 A相调制波过零点时一个开关周期内的开关状态

在图8的一个开关周期内va=0，存在四种开关状态:111，010，110，000。令 Udc=k1va(k≥2)(在不考虑三次谐波注入法等过调制情况下)，计算各个开关状态内电流波动值如下(见图9):

图9 单个整流器一个开关周期内电流纹波

总的波动值为:

3 基于交错并联的整流器电感纹波计算

考虑到A相调制波大小为－m或m时，电感电流纹波最大［4，5］。故取A相调制波－m时刻计算。A相调制波为m时，BC相分别为 －0.5 m，－0.5 m，此时对应的开关状态如图10所示。

图10 基于交错并联技术的整流器一个开关周期内开关状态

图10中一个开关周期内存在的开关状态有四种(由于对称性，011－000与000－011看作等效):011－011，000－011，011 －111，000 －111，四种状态下均可画出相应的等效图，并依据等效电路图计算电感纹波。

图11 交错并联整流器在开关状态011－011时等效电路图

同理，可推导出状态000－011，011－111，000－111下输出电流纹波为:

由于整流器A相电流纹波最大值发生在A相调制波峰值处［6］，因此在图中开关周期内，va= － Ua，其中，Ua为va的峰值。令Udc=k2va(k≥2)k2值一般取2～2.2左右。

在两个开关周期内，电流波动如图12所示。

图12 基于交错并联技术的整流器在一个开关周期内的电流纹波

因此电流纹波最大值为:

4 单个整流器与基于交错式整流器的电流纹波比较

由上面的分析可知，对于单个整流器，交流侧输出电流纹波为:

基于交错并联技术的整流器，交流侧输出电流纹波为:

单个整流器每相只选取一个电感，基于交错并联技术的整流器的每相需要两个电感，因此，总的经济效益有待进一步分析(电感尺寸、重量、价格等与电感大小的关系。)

选定实验参数如下:单个整流器与基于交错并联技术的整流器的总功率均为15 kVA，电感参数LF，LF1，LF2均为 0.96 mH，电感寄生电阻 Rre为 0.08 Ω，直流母线电压给定Udc为650 V，三相输入电源频率f为50 Hz，负载电阻R为24 Ω，直流母线端电容C为12 000 μF，调制方法均为带PFC的闭环SPWM调制，功率因数为1。则相应的最大电流纹波计算如下。

对于单个整流器交流侧电流纹波最大值为:

对于基于交错并联技术的整流器，交流侧总的电流纹波最大值为:

5 仿真结果

仿真条件如下:

(1)对于单个整流器功率为15 kVA，电感LF为0.96 mH，电感寄生电阻 Rre为0.08 Ω，直流母线电压给定Udc为650 V，三相输入电源频率f为50 Hz，负载电阻R为28 Ω，直流母线端电容C为12 000 μF，调制方法为带PFC的闭环SPWM调制，功率因数为1。图13所示为15 kVA单个整流器交流侧电感电流 ，图中电流纹波最大值发生在电流过零点，即调制波的过零点处。电感电流纹波最大值为12 A。

图13 15 kVA单个整流器交流侧电感电流

(2)基于交错并联技术的整流器功率为:单个整流器功率为15 kVA，单个电感 LF1，LF2均为0.96 mH，电感寄生电阻Rre为0.08 Ω，直流母线电压给定Udc为600 V，三相输入电源频率f为50 Hz，负载电阻R为28 Ω，直流母线端电容 C为12 000 μF，调制方法为带PFC的闭环SPWM调制，功率参数，调制方法均与单个整流器相同。图14所示为15 kVA基于交错并联整流器交流侧A相总电流ia，总的电流纹波最大值为7.7 A。图15所示15 kVA基于交错并联整流器交流侧A相单个整流器电感电流ial。

图14 15 kVA基于交错并联整流器交流侧A相总电流ia

图15 15 kVA基于交错并联整流器交流侧A相电感电流ial

6 结语

本文主要分析了单个高频整流器以及基于交错并联技术的高频整流器交流侧电流纹波，对两者进行了分析比较。理论与仿真证明，采用交错并联技术，可以大大减小高频整流器交流侧电流纹波。在大功率应用场合，采用交错并联技术时，单个开关管耐流值可降低一半，在相同的电流纹波要求下，电感的尺寸可以降低40%左右，相应可以提高整个系统的动态响应时间。

采用交错并联技术时，由于两个整流器每相的两个桥臂的调制波相同，载波移相180°，因此，两个桥臂的驱动不同，两个桥臂的输出电压存在差模分量，差模分量在两个整流桥臂、电感FF1，FF2间形成环流。环流大小与电感大小成反比，在降低电感的同时，会提高环流大小，环流会增加开关管电流应力。因此在考虑电感选型的同时，要折衷考虑开关管的电流应力。

［1］陈 坚.电力电子学［M］.北京:高等教育出版社，2004.

［2］王力乔.错时采样空间矢量调制技术研究［D］.武汉:华中科技大学博士学位论文，2002.

［3］Michael O’Loughlin，Texas Insstruments.An interteaving PFC Pre-Regulator for High-Power Converters［EB/OL］.http://focus. ti. com/download/trng/docs/seminar/topic5MO.pdf.

［4］Asiminoaei L，Aeloiza E，Kim J H.An Interleaved Active Power Filter with Reduced Size of Passive Components［C］.Proc.APEC＇06，2006.

［5］Asiminoaei L.Shunt Active-Power-Filter Topology Based on Parallel Interleaved Inverters［J］.IEEE Trans on PE，2008，55(3):1175-1189.

［6］吴松荣，许建平，郭世明.开关电源交错拓扑输出电流纹波数学分析［C］.中国电工技术学会电力电子学会第八届学术年会论文集，2002.