基于双Boost拓扑结构的PFC策略研究

2011-05-11蔡逢煌

通信电源技术 2011年3期

陈福，王武，蔡逢煌

(福州大学电气工程与自动化学院，福建福州350108)

0 引言

随着电力电子技术的广泛应用，各种整流器和带有整流器的电力电子装置在各行各业中大量应用，这种采用桥式整流和大电容滤波的电路系统，电流波形将发生严重畸变，电流谐波含量较高。电流波形的这种畸变，以及由此可能产生的网侧电压波形的畸变给系统本身和周围的电磁环境带来一系列的危害，对电力系统产生污染，对通信系统产生干扰，还可引起仪器仪表和保护装置的误测量、误动作，因此，应用功率因数校正技术的需求显得十分迫切。

抑制谐波电流的方法主要有:多脉冲整流、无源功率因数校正法、有源功率因数校正法［1］。在电力电子器件的大力发展下，现代APFC(有源功率因数校正)技术应运而生，APFC具有体积小、重量轻、效率高、功率因数接近1的特点，因此被广泛应用。它是采用功率开关器件和PWM控制技术，通过一定的控制策略使电网输入端的电流波形逼近正弦波，并使其与输入的电网电压同相位，这种方法控制电路较为复杂，但可得到较高的功率因数，总谐波畸变较小，输出电压较为稳定。本文采用的平均电流控制法便是一种应用电流反馈控制技术的有源功率因数校正法。

Boost电路结构简单，实现成本低，输入侧的储能电感能减小输入电流纹波，电路输出侧有滤波电容可以减小输出电压纹波，对负载呈现电压源特性。它是一种是实现功率因数校正的好办法，因为其输入电流是连续的，因而导通噪声低、输入电流波形好。其不便之处在于要求输出电压必须高于输入电压的峰值。本文研究的双Boost电路拓扑，可等效为两个控制独立的Boost－PFC变换，且可以获得两路稳定的直流母线电压。

1 电路拓扑结构

本文研究的双Boost-PFC电路拓扑如图1所示。

图1 双Boost-PFC电路拓扑

该拓扑工作过程为:

当市电工作在正半周期时，Q1开通整流，Q1、L1、T1、D1组成升压型APFC电路，开关管T1工作，开通时经过 Q1、L1、T1、N。电感 L1储能;关断时经过 Q1、L1、D1、C1、N。电感L1放电，为BUS+充电。正半周期检测输入电压电流和BUS+电压来控制T1工作状态，如图2(a)所示。

当市电工作在负半周期时，Q2开通整流，Q2、L2、T2、D2组成升压型APFC电路，开关管T2工作，开通时经过 Q2、L2、T2、N。电感 L2储能;关断时经过 Q2、L2、D2、C2、N。电感L2放电，为BUS－充电。负半周期检测输入电压电流和BUS－电压来控制T2工作状态，如图2(b)所示。

图2 等效Boost-APFC拓扑结构

分析表明，虽然该双Boost拓扑为双管架构，但每半周期只有一个晶闸管和一个MOSFET管工作，与单Boost工作原理相同。这种单相双Boost电路拓扑可适用于中等容量的应用中，该拓扑的优点为:将整流和升压结合在一起，充分利用了输入交流电压的正负半波，形成了正负直流母线，在开关管占空比相同时，相比于单母线结构，直流母线电压提高了一倍，并形成了市电的中线。

2 控制系统工作原理

2.1 控制系统框图

本文的PFC控制方法是在电感电流连续模式下，采用双闭环控制结构，即电流内环和电压外环的共同控制，如图3所示。电流内环调节电感电流，使之波形上跟随电压波形变化，调节功率因数。电压外环的输出与输入电压值相乘，乘积结构作为电流内环的参考信号，通过调节电流内环参考信号的平均幅值，来保持输出电压的稳定［2］。两个环路都采用无静差的PI控制，其算法简单成熟，而且设计过程中不过分依赖系统参数，有较快的动静态响应［3］。平均电流法工作在恒频下，开关管电流有效值小，EMI滤波器体积小，且能抑制开关噪声，输入电流波形失真小。

图3 控制系统结构框图

2.2 电压环控制策略

对于本文所涉及双Boost拓扑，因为与单个Boost工作原理相同，所以可以简化为对单个Boost进行分析。

为了简化设计，先做如下假定:输入电流完全跟随输入电压，与其呈比例关系;电路没有损耗，效率为1;输出功率恒定不变。

为保证恒功率控制，需要加入电压前馈环节，如公式(1)所示:

式中，Urms为输入电压有效值;Uff为前馈电压平均值;Uff=KffUrms;Km为电流环给定计算系数;Kin为输入电压采样系数。

电压环结构如图4所示，对反馈系统进行小信号分析得电压外环的传递函数为

图4 电压环结构

电压控制环PI传递函数为

则电压控制环的开环传递函数为

本系统中，以系统截止频率wc和相角裕量γ为设计指标来考虑系统特性和稳定性，即需要满足|GVOL|=1、相角裕量 γVOL= －180°+45°。从以上式子即可求得控制器PI控制参数。

2.3 电流环控制策略

APFC电路的实质是一个电流控制的电压源，电流内环是实现有源功率因数校正的关键［4］，如图5所示。电流控制环需使输入电流跟踪输入电压，因此电流控制环必须有足够的带宽，取电流控制环开环截止频率为10 kHz。假定开关频率远大于市电频率，则近似认为一个开关周期滤波电路可看成一个恒压源，进行小信号分析可得电流控制环的高频信号模型为

图5 电流环结构

电流控制环PI传递函数为

则电流控制环开环传递函数为:

式中，Kpi为电流环比例系数;Kii为电流环积分系数;Kis为电流采样系数。

同电压控制环，利用|GVOL|=1、相角裕量γVOL=－180°+45°即可求得PI控制参数。

3 APFC电路参数选择

3.1 输入电感参数选择

前端升压电感决定了输入端的高频纹波电流总量，因此可根据电流纹波值来进行电感值设计。

输入最大峰值电流为:

一般选择电感时，电感电流的峰值不大于最大峰值电流的20%，则有

当输入电压达到最小值时，输入电流最大，此时电流纹波最大，因此最小输入电压峰值点的占空比为

开关管导通时

则电感值

3.2 输出电容参数选择

在工程计算中，可按照输出电压的维持时间来选取电容参数。后级输出带负载时，在一定的负载电流和允许的输出直流母线电压脉动要求下，根据功率要求得

式中，△t为维持时间;Uo(max)、Uo(min)分别代表输出电压最大和最小值。

4 仿真与实验结果

本文使用Matlab的Simulink工具箱对系统进行仿真。仿真电路参数为:交流输入电压为220 V/50 Hz，开关频率为100 kHz，直流输出电压为380 V，滤波电容为1 410 μF，升压电感为1 mH，负载为100 Ω。电压控制环参数为Kpv=0.75、Kiv=27.3，电流控制环参数为 Kpi=2.85、Kii=54 500。仿真结果为输入功率因数PF=0.999;输入电流总谐波畸变率为THDi=0.32%;图6为输入电压电流仿真波形，图7为输出电压仿真波形，仿真结果证明了该方案的可行性。

最后采用UC3854A构成了平均电流控制型功率因数校正双boost变换器，由图8、9可见实验结果与仿真结果具有很好的一致性，在满载稳态下工作时，PF=0.997，THDi=6.7%，电流基本可以跟踪电压波形，直流母线电压脉动小，进一步说明了本文方法的合理性和正确性。

图6 输入电压和电流仿真波形

图7 正负输出母线电压仿真波形

图8 输入电流电压实验波形

图9 正负输出母线电压波形

由图8可以看到，输入电流在零点处出现交越失真现象，这是由于双环组成的PFC控制器中，为了保证调制作用的线性关系，需要将电压环控制器的截止频率设定在较低频率下，但这样就使得系统响应速度变慢，在过零附近跟不上输入电压的变化;另一方面由于拓扑为双Boost，在电压过零处时，需使一路Boost的开关管占空比接近1，实际电路器件很难达到这一条件，并且电流相位由于调节作用会超前电压，而整流二极管的单向导电性使得二极管不能流过超前电流［5］，这些都会引起电流的过零畸变。