倍流整流半桥变换器同步整流驱动技术的研究

陈志宇，陈 为，卢增艺

(福州大学电气工程与自动化学院，福建福州350108)

0 引言

随着对分布式电源系统需求的逐步加大，对变换器的高效和高功率密度的要求不断增加。尤其是对于输出电压3.3 V及以下、输出电流高达几十安培以上的低压、大电流DC/DC模块电源，成为功率变换技术研究和产品开发的热点。倍流整流半桥变换器因其输出滤波电感电流小(只有输出电流的一半)，输出电流纹波小的优点，在低压、大电流变换器中得到广泛的应用［1］。

对于低电压、大电流输出的DC/DC变换器，同步整流技术正得到广泛应用。同步整流技术采用低导通电阻的功率MOS管代替开关变换器中的快恢复二极管，起整流管的作用，从而达到降低整流损耗，提高效率的目的。但是，实现同步整流，关键在于如何实现同步整流驱动信号时序的控制。目前，实现电压型自驱动的方式主要有副边绕组电压驱动，辅助绕组电压驱动和输出滤波电感电压驱动三种。本文在分析比较前两种自驱动方式的基础上，研究一种通过输出滤波电感耦合产生驱动信号，达到在死区时间保证同步整流管开通的目的。

1 变换器工作原理和同步整流自驱动方式

半桥倍流整流电路如图1所示，假设各器件均为理想器件，两个主开关S1和S2组成了一个半桥结构，其驱动信号是有一定死区时间的互补信号。

图1 半桥倍流整流变换器拓扑

变换器的稳态工作原理如下［5］:S1开通，S2截止时，Usec为正，SR1导通，SR2关断，L1电流增加，经负载、SR1、变压器副边形成回路，同时L2电流减小，经负载、SR1形成回路。S2开通，S1截止时，Usec为负，SR2导通，SR1关断，L2电流增加，经负载、SR2、变压器副边形成回路，同时L1电流减小，经负载、SR2形成回路。在死区时间，S1、S2都截止，Usec为零，L1电流减小，经负载、SR2形成回路。L2电流也减小，经负载、SR1形成回路。具体工作波形如图2所示。

为保证同步整流管SR1、SR2在各自整流和死区时间内可靠开通，理想的SR1、SR2驱动波形时序如图3所示。

图2 倍流整流变换器的工作波形

图3 理想的SR1、SR2驱动波形

传统的变压器副边绕组电压自驱动方法(见图4)无法适用于半桥倍流整流变换器在死区时间触发同步整流管开通的需求，从而造成在死区时间续流时，同步整流管体二极管导通，降低了效率。

图4 传统变压器副边绕组电压自驱动电路及波形

图5(a)所示为一种辅助绕组电压驱动方法，该方法的基本工作原理如下［3，4］:Usec为正，UB为正，则 VD2正偏导通，VD1反偏截止，UB通过VD2对C1正向充电，UGS1=UB－UVD2(on)，C2被 VD2正向压降箝位，UGS2= －UVD2(on)，SR1导通，SR2截止;接着死区时段，Usec为零，UB为零，VD1、VD2反偏截止，C1通过辅助绕组向 C2放电，C2被正向充电，直至UGS1=UGS2=UB/2－UVD2(on)＞Uth，SR1、SR2均保持导通;另半个周期的工作过程与上半个的工作过程相仿，只是方向相反。得到的驱动电压波形如图5(b)所示。该方法需保证UB/2－UVD2(on)＞Uth，但由于变压器的漏感影响，可能造成死区时间管子的误关断，同时，UB/2－UVD2(on)电压较低，而管子导通电阻与驱动电压成反比，使同步整流管导通电阻RDS(on)较大，损耗较大。

图5 辅助绕组电压自驱动电路及波形

2 输出滤波电感耦合电压自驱动方式

图6的自驱动电路可得到图3理想的驱动波形，增加两个辅助管用于关断同步整流管［2］，但需要与原边隔离的额外的VCC提供同步整流管SR1、SR2的驱动电压，这就给副边额外驱动电源的获得带来困难和不便。

图6 一种较为理想的自驱动拓扑

本文提出了一种用输出滤波电感耦合得到副边驱动电压的方法，如图7所示。

图7 输出滤波电感耦合电压自驱动

该方法通过分别与输出滤波电感L1和L2耦合的绕组 N2和 N1提供 SR2和 SR1的驱动信号，二极管 D1、D2起栅极电荷保持的作用。具体工作波形如图8所示。

图8 输出滤波电感耦合电压自驱动工作波形

该变换器的稳态工作原理如下:

(1)［t0，t1］，Usec为正，L1电流增加，L2电流减小，耦合出电压 UN1为正，UN2为负，D1开通，UN1正电压加在SR1门极电容C1上，D2截止，UN2较大的负电压不会损坏 SR2管。UNa1为负，Sa1截止，C1无放电回路，SR1保持导通。UNa2为正，Sa2开通，门电容C2通过Sa2放电，SR2关断。

(2)［t1，t2］，Usec为零，L1电流减小，L2电流减小，耦合出电压 UN1、UN2为正，D1、D2开通，UN1、UN2正电压分别加在 SR1门极电容 C1和 SR2门极电容 C2上。UNa1、UNa2为零，Sa1、Sa2截止，C1、C2无放电回路，SR1、SR2保持导通。

(3)［t2，t3］，Usec为负，L1电流减小，L2电流增加，耦合出电压 UN1为负，UN2为正，D1截止，UN1较大的负电压不会损坏SR1管，D2开通，UN2正电压加在SR2门极电容C2上。UNa1为正，Sa1开通，门电容 C1通过 Sa1放电，SR1关断。UNa2为负，Sa2截止，C2无放电回路，SR2保持导通。

(4)［t3，t4］，情况和(2)相同，SR1、SR2均保持导通。之后，进入下一周期，重复t0～t4状态。

3 关键参数对驱动电压波形的影响

由于主变压器漏感的存在，变压器电压过零时，可能会造成副边电压震荡，导致辅助管Sa误开通，SR管误关断，驱动波形示意图如图9所示［2］。为了避免这个问题，一方面主变压器原、副绕组应该采用三明治结构，以降低漏感。同时由于在开关死区时间，主变压器二次侧无电流回路，可在变压器二次侧的辅助绕组加适当的RC吸收电路(如图9所示)，为二次侧漏感能量的释放提供通道，降低副边电压震荡。

图9 漏感对驱动波形的影响

此外，由于Na电压上升需要一定时间，造成SR管不能提前关断，变压器电压建立过程中，两个SR管同时导通，造成短路，影响效率。因此，应适当增大辅助绕组Na的匝数，使Sa尽快开通，加速SR关断，缩短两个SR管同时导通的时间。

4 电路仿真及实验结果

使用Pspice对本文所分析的半桥倍流整流输出滤波电感耦合电压自驱动电路进行仿真，并通过电路实验验证设计方案的可行性。

变换器实验样机设计的输入电压Uin=48 V，输出3.3 V/10 A，f=200 kHz，Don=0.367，Doff=0.133。变压器匝数为Np:Ns:Na1:Na2=4:2:3:3，滤波电感匝数为NL1:N2=6:18;NL2:N1=6:18。原边主开关管采用IRF740，同步整流管采用 CEP6060L，辅助管采用MPF930。

从仿真结果图10和图11，可以看出，该方法能较好地实现死区时间同步整流管的导通，但是在辅助管开通过程，SR管门极电容放电有十几纳秒的时间，造成两个SR管的短时同时导通，这一现象与理论分析一致。

实验波形如图12所示，通道1为原边开关管S2的驱动电压波形，通道2为原边开关管S2的漏源极电压波形，通道3和通道4分别为同步整流管SR1和SR2的驱动电压波形。可以看出在死区时间，同步整流管开通，避免了电流流过体二极管带来的损耗。

图10 同步整流管SR1和SR2驱动电压波形

图11 SR管和辅助管驱动电压波形

图12 输出电流为10 A的实验波形

SR管和辅助管驱动电压波形如图13所示，通道1为同步整流管的驱动电压波形，通道2为辅助管驱动电压波形，辅助管开通，SR管门极电容放电有几十纳秒的时间，造成两个SR管同时导通，存在一定的损耗。

图13 SR管和辅助管驱动电压波形

图14 效率曲线

相对电路效率对比如图14所示，η为采用传统自驱动方法(图4)的效率，η＇为采用输出电感耦合电压自驱动(图7)的效率，可以看出后者方法最高效率提高了近4%。

5 结语

本文以半桥倍流整流变换器为研究对象，分析、比较了几种同步整流电压型自驱动的方法，提出了输出滤波电感耦合电压型自驱动方案，分析和仿真表明该方案可以实现较为理想的同步驱动波形，并对该方案关键参数进行分析与设计。最后通过实验验证了该方法的可行性，结果表明该方法具有简单、可靠、效率高的优点，很适合于有死区时间的半桥型变换器的应用。

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［3］孙清晓，赵志红.一种新型单绕组自驱动电路［J］.通信电源技术，2007，24(5):37-40.

［4］秦海鸿，朱军卫，王慧贞，严仰光.一种新颖的单绕组自驱动同步整流方案的研究［J］.电工电能新技术，2003，22(2):60-75.

［5］庞永强，梁冠安.倍流整流半桥变换器高效同步整流控制驱动［J］.电力电子技术.2004，38(4):74-76.