共面波导馈电的多模天线设计*

(空军工程大学 导弹学院，陕西 三原 713800)

1 引 言

多模天线指的是一个天线可以工作在不同的工作模式，进而实现不同的功能，对于通信设备小型化、降低设计成本以及解决天线之间的电磁兼容问题有着广泛的应用前景[1-8]。

文献[1]中提出了一种耦合渐变横线天线，通过两种工作模式实现了和差波束，然而，文章仅仅是采用矩量法进行了分析，并没有实现工程上的应用。文献[2]中设计了一种新型的转换电路，该电路可以实现同轴线激励耦合槽线模式，通过给缝隙天线阵馈电，使天线工作在两种模式下，进而实现一个天线完成两个功能。之后，E.Gschwendtner运用这种新型的转换电路给四臂螺旋天线馈电[3]，如果工作在耦合槽线模式下，该天线可以与卫星通信；如果工作在共面波导模式下，该天线可以与地面通信，而且，这两个工作模式不仅可以单独工作，还可以同时工作而互不影响。因此，共面波导馈电多模天线的研究有着重要的意义。

本文设计了一个耦合渐变槽线天线，该天线可以工作在共面波导和耦合槽线两种模式下，并分别产生“和”/“差”两种截然的波形。本文重点对该天线的馈源部分进行研究。

2 天线结构

2.1 辐射部分

为了实现宽带的要求，对文献[1]提出的耦合渐变开槽天线进行了改进，把天线部分由线性渐变开槽改成指数渐变开槽的形式。因此，本文提出了指数渐变的CTSA天线，其几何结构如图1所示。

图1 辐射部分的结构图 Fig.1 Geometry of the radiated part

本文对开槽渐变天线采用指数渐变的形式，在图1中所示的坐标系下，y2-y1随x满足指数变化规律，假设上半空间的曲线为函数f(x)，则有：

ax+b-f(x)=c+ekx

(1)

式中，参数a、b由过点(0,1.8)和点(100,25)的直线方程的求出，参数c、k通过条件f(0)=1.5、f(100)=0求出。点(0,1.8)是通过与馈源尺寸相同得出的。所以得出：

f(x)=0.232x+e0.316x+0.5

(2)

以上设计天线的中心频率为6 GHz，其波长为50 mm，天线的各项参数处于设计准则的边缘，主要是出于天线小型化的考虑。

2.2 馈源部分

本文设计的馈源结构如图2所示，采用低成本的FR4介质板，其介电常数为4.4，高度为1.6 mm；对于端口1与端口2均采用特性阻抗50 Ω的共面波导传输线，因此取中心导带宽度S=3.0 mm，两端缝隙宽度G=0.3 mm。其它参数如图2所示，L1=10 mm，L2=10 mm，L3=6 mm，G2=0.8 mm；为了增加端口2的耦合强度，采用了与中心导带宽度S1相同的金属片来设计空气桥结构，并设计两个空气桥高于介质板为1.6 mm，两个空气桥之间相距为iso_L，根据文献[2,3]中所述，端口2的工作带宽可以由iso_L来决定，通常会选取iso_L=λCSL/4，其中λCSL表示共面波导中耦合槽线模式的波长，而对于耦合槽线模式的波长并没有直接公式可以使用，于是，运用传输线仿真软件TxLine2003来计算槽线的波长作为参考，可以求得，iso_L=10 mm对应用槽线在5.5 GHz时的四分之一波长。接下来通过分析变量S1对转换电路特性的影响，本文选取变量S1=3 mm。

图2 馈电部分的结构图 Fig.2 Geometry of the fed-in network

2.3 整体结构

把前面设计的辐射部分与馈源部分连接，其天线的整体结构如图3所示，各部分的几何尺寸与前面所述一致。图4给出了天线的加工实物图。

图3 天线的整体结构图 Fig.3 Geometry of the whole antenna

4 天线的实物图 Fig.4 Fabrication of the antenna

3 仿真和测试结果

图5给出了端口1(差端口)的回波损耗曲线对比图，测试结果与仿真结果吻合较好。从仿真结果可以看出，对于端口1，从5.0 GHz以后，该天线在较宽的频带内回波损耗均小于-10 dB，而测试的回波损耗在个别频率点上大于-10 dB。分析原因是，该天线虽然可以看作是两个开槽天线，但是彼此距离较近，不能简单地采用单个开槽天线的设计经验进行设计。同时，由于两个空气桥的寄生效应以及焊接工艺粗糙等因素，使原本超宽带天线在个别频点上性能被恶化了。

图5 端口1的回波损耗曲线的对比图Fig.5 Comparison of S11 at port 1in measured and simulated results

图6给出了端口2(和端口)的回波损耗曲线的对比图，测试结果与仿真结果吻合较好。从图中可以看出，端口2从5.8～7.7 GHz的回波损耗均小于-10 dB。两个端口频率特性不同，主要是由于端口1属于宽频带的开槽天线，而端口2工作频带较窄，主要是由共面波导模式转耦合槽线模式的转换电路所限制。

图6 端口2的回波损耗曲线的对比图Fig.6 Comparison of S22at port 2 in measured and simulated results

图7给出了天线分别工作于5 GHz、7 GHz和9 GHz时，端口1给天线馈电时天线的远场方向图。从图可以看出，天线的远场方向图为“差”波束形式，该波束在天线辐射方向上具有-20 dB的零深，并且随着工作频率的增加，两个波瓣逐渐靠近，旁瓣电平逐渐降低，方向性更加明显。

图7 端口1工作时，天线的远场方向图Fig.7 Radiation pattern when fed in port 1

图8给出了天线分别工作于6 GHz和7.5 GHz时，端口2给天线馈电时天线的远场方向图。从图可以看出，天线的远场方向图为“和”波束形式，该波束在最大辐射上均具有较好的极化纯度，交叉极化电平小-25 dB，但是，对于“和”波束，天线辐射方向图存在明显的不对称性，这主要是由于馈电部分的不对称性引起的。

图8 端口2工作时，天线远场方向图 Fig.8 Radiation pattern when fed in port 2

图9 天线的峰值增益 Fig.9 Gain of the antenna

图9给出了工作于不同状态时，天线峰值增益随频率变化的曲线。从图中可以看出，“差”波束的峰值增益大于6 dB，“和”波束的峰值增益变化较大，主要是受限于转换电路的影响，在5～7.5 GHz的频率范围内，“和”波束具有较稳定的增益。分析天线增益较低的原因：一是由于转换电路的传输损耗，二是耦合槽线模式在传输进程的损耗，三是采用了高损耗的介质板。

4 结 论

与大多数共面波导馈电天线不同，本文设计的天线可以工作在共面波导和耦合槽线两种模式下，并分别产生两个互补的远场方向图；其中，鉴于耦合槽线模式的不平衡特性，由同轴线直接产生该模式比较困难，设计了一种三端口转换电路作为天线的馈电网络，其中两个端口为输入端口，两个输入端口工作时可以在输出端口激励起共面波导模式和耦合槽线模式，另一个端口连接天线辐射部分。

参考文献：

[1] 康锴, 章文勋, 耦合渐变槽线天线及其和差波束的矩量法分析[J].微波学报,2000，16(1): 6-12.

KANG Kai,ZHANG Wen-xun.Method of Moments Analysis for Sum/Difference Beams of Coupled Tapered Slot-Line Antennas[J].Journal of Microwaves,2000，16(1):6-12.(in Chinese)

[2] Laheurte J M.Uniplanar monopulse antenna based on odd/even mode excitation of coplanar line[J].Electronics Letters,2001,37(6)：338-340.

[3] Gschwendtner E.Ultra-Broadband Car Antennas for Communications and Navigation Applications[J].IEEE Transaction on Antennas and Propagation,2003，51(8):2020-2027.

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