基于双变压器LLC谐振变换器的开关电源设计

刘明明 折勇刚

摘 要：设计了一款开关电源，其硬件电路采用无桥有源PFC与双变压器LLC谐振变换器拓扑的结合，使用AUIR24427S和单片机对可控元器件进行控制。确定了双变压器LLC谐振变换器的基本参数，并使用仿真软件MATLAB/Simulink建立了变换器的仿真模型，验证了该设计的可行性。

关键词：无桥有源PFC;双变压器;LLC谐振变换器;仿真

中图分类号：TP273    文献标志码：A    文章编号：1671-0797（2024）13-0001-05

DOI：10.19514/j.cnki.cn32-1628/tm.2024.13.001

0    引言

随着新能源的不断发展，对电能的应用场所越来越多。不论是在新能源汽车行业、光伏储能行业，还是在电子产品行业，电池充放电技术都取得了显著进展。传统的开关电源存在开关损耗过大、充电器体积较大、充电速率较慢等缺点，如何设计出体积轻便、效率高且功率密度大的开关电源成为目前研究的热点。

LLC谐振变换器因其原边开关管可以很好地实现全负载下零电压开关，所以在实现宽输入，高效率、高功率密度充电的应用场景下与具有PWM输出控制的单片机具有很好的契合度。本设计便是以此为背景，对传统的全桥LLC拓扑电路进行改进，采用双变压器的结构替代谐振电感，并通过单片机和AUIR24427S分别控制LLC拓扑和有源PFC，最后使用MATLAB对LLC谐振变换器进行仿真验证。

1    双变压器LLC谐振变换器工作原理

双变压器LLC谐振变换器除具有传统LLC谐振变换器优良的软开关特性外，还有效减少了磁芯体积，具有更高的功率密度[1]。变压器T1、T2原边绕组并联、副边绕组串联，S3、S4、S5、S6组成输入全桥，Lr为谐振电感，Cr为谐振电容，D3、D4、D5、D6组成输出整流全桥。谐振电容Cr与谐振电感Lr构成谐振腔，Lm为励磁电感，电路与励磁电感Lm、谐振电感Lr可以产生两个谐振频率，分别为fr和fm[2]，计算方法见公式（1）和公式（2）。

fr=（1）

fm=（2）

LLC拓扑结构工作频率为fs，经分析发现双变压器工作区间划分为三个区域：容性区域，fsfr。

LLC谐振变换器的三种主要工作模态都属于感性工作状态，谐振腔电流相位始终滞后于电压相位，因此都能实现原边MOS管ZVS，弱感性区域内工作时二次侧工作于电流断续模式，还可以实现整流二极管ZCS，但强感性区域内二极管工作于电流连续模式，无法实现其ZCS。因此，弱感性区为理想工作区域，为确保软开关的特性，通常设置LLC谐振变换器工作于该区域内[3-4]。

图1为工作波形图，图2为LLC谐振拓扑在半个周期下的工作模态，各阶段详细分析如下：

阶段一（t0—t1）：在t0时刻，双变压器LLC谐振变换器的功率器件关断，进入死区。此时间很短，谐振电流Ir流至S3、S5来实现ZVS。

阶段二（t1—t2）：在t1时刻，S3、S5开通，该阶段副边整流二极管D3、D6导通，原边向副边传输能量。

阶段三（t2—t3）：在t2时刻，Ir=Im，整流电路中二极管关断，负载电流仅由滤波电容C1提供。

阶段四（t3—t4）：谐振电流Ir流至S3、S5来实现ZVS，在t4时刻，S4、S5导通。

其余阶段拓扑的工作特性与上述阶段相似，本文不再赘述。

2    方案设计

本设计的关键目标参数为：输入电压AC185～240 V/50 Hz，输出电压DC48 V，直流母线电压范围DC250～400 V，失电后输出有效电压保持时间大于20 ms。为实现以上目标，需要对LLC拓扑中的关键参数进行计算和确认，主要为谐振腔的谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm和变压器的匝数比。

第一步，需要先确认输入电压范围。因为当范围较宽时，方便该电源支持更灵活的电源输入范围，但同时带来的弊端是使电容所需的容量变大。所以需要选择一个合理的直流母线电压范围来保证既能满足较宽范围的输入，也能保证电容不会过大，浪费功率密度。考虑现在主要元器件的工作性能，故将谐振频率定义在1 MHz，并将直流母线电压范围定在250～400 V。

第二步，根据公式（3）确定变压器匝数比n，Vin取正常工作时的电压400 V，Vo为工作输出电压48 V，计算可得n=4。

n=（3）

式中：Vin为输入电压;Vo为工作输出电压;n为变压器匝数比。

第三步，考虑低导通损耗下的死区时间和Lm，根据公式（4）可求得Lm所允许的最大值。其中td为死区时间，用来保证实现软开关功能，Coss为MOSFET的结电容。当电路工作时，会在死区时间内将结电容上的电荷抽走，以实现零电压导通。

Lm=（4）

式中：T0为一个周期内导通时间;td为死区时间;Coss为MOSFET的结电容;Lm为变压器励磁电感。

考虑开关损耗和导通损耗的平衡，死区时间取100 ns，由此计算出Lm=8 μH。

第四步，需要确认电感比Ln和品质因数Q，见公式（5）与公式（6）。

Ln=（5）

式中：Lr为谐振电感;Lm为变压器励磁电感;Ln为电感比。

Q=（6）

式中：Lr为谐振电感;Cr为谐振电容;RL为等效电阻;n为变压器匝数比。

从考虑工作电压应力较小的角度出发，希望采用更小的Ln和更大的Q的应用场景，考虑失电后有效电压保持时间的输入电压的最大增益Mmax=Vmax/Vmin=

400/250=1.6，LnQ=1.5，最终确认Ln=4，Q=0.375。

第五步，基于fr确认Cr，根据公式（1）可以计算出Cr=15 μF。

以上便完成了LLC谐振电路主要参数的计算。

3    硬件电路设计

本文所设计的开关电源的硬件电路主要包括主拓扑电路、PWM驱动电路、芯片供电电路、控制电路、模拟量采集电路等。具体的硬件原理图如图3所示，现对硬件电路主要功能进行简单的介绍。

3.1    主拓扑电路

主拓扑电路主要由两部分组成，一部分为无桥有源PFC电路，该电路的主要作用为将交流输入电压整流为直流电压;另一部分为双变压器LLC谐振电路，该电路的主要作用为将整流后的直流电压变压至需要的输出电压。

无桥有源PFC电路具有功率因数调整灵活、效率较高等特性[5]。本设计通过控制PFC电路中的可控硅元器件来保证输入电压与电流的波形相同、相位相同，以达到提高功率因数、减少电磁干扰的目的[6-7]。

双变压器LLC谐振拓扑易于实现软开关技术，能够减少开关损耗，提高电路效率，延长元器件的使用寿命。并且双变压器构造可以减少磁性元器件的体积，有效地提高开关电源的功率密度。单片机实时监测负载工况，通过PWM驱动电路控制LLC谐振电路的开关管S3、S6和S4、S5的交替导通，使电路工作在谐振点附近，维持稳定的输出电压。

3.2    IC芯片供电电路

为解决IC芯片供电问题，本设计从主电路中直流母线取直流电压，经过三端稳压器LM7812获得DC12 V，为IRS4426芯片、TPS2812芯片、采样电路供电。并采用分压电阻将DC12 V降压至DC3.3 V，为单片机供电。

3.3    控制电路和PWM驱动电路

STM32F401CBU6单片机为整个控制系统的核心，其产生的两路PWM信号输送给控制PFC芯片电路，以达到调节电路的功率因数的目的。产生的另外两路PWM波输送给PWM驱动电路，用来控制LLC谐振电路。

芯片TPS2812内含两个激励器，电源电压支持4～14 V。芯片TX-KD302是两个单管驱动器组合的半桥隔离驱动器，用来驱动高压、高频的可控硅元器件。

3.4    模拟量采样电路

本开关电源的模拟量采样电路主要为电压信号采样反馈电路和电流采样电路。主要目的是采集电网侧输入电压、直流母线处电压和电流、负载侧电压和电流用于单片机的控制。

电压信号采样反馈电路主要采用差分电路，旨在将电压信号衰减约100倍，并对交流电压信号进行平移，使负半轴的信号变成正值，以满足STM32单片机模拟量的量程范围。电网侧输入电压采样电路并联在主电路交流输入V1，信号传输至单片机的13针脚;直流母线处电压采样电路并联至主电路IC端子，信号传输至单片机的14针脚;负载侧电压采样电路并联至负载两端，信号传输至单片机的15针脚。

电流信号采样反馈电路同样采用差分电路，通过精密采样电阻获得适宜量程范围的工作电流信号，用于单片机的控制回路。负载侧电流采样电路并联至主电路图精密电阻R27两端，通过采样电阻获得与电流变化一致的电压信号，传输至STM32单片机的18针脚;直流母线处电流通过精密采样电阻R1获得，传输至单片机的19引脚。

4    软件设计

本设计的软件主要有电压、电流采集，PWM输出，根据采集的物理量对PWM自动PID调节控制及显示等功能。其中核心部分为PID调节控制功能，主要为将输入的AI值进行比较，通过PID控制器计算出下一周期PWM的占空比，写入相应的寄存器，以实现更改PWM控制波的输出。主要程序流程图如图4所示。

当系统启动时，首先进行系统初始化程序，然后分别对输入侧电压、输出侧电压、直流母线电流、输出侧电流进行采样测量。PFC功率自动调整功能，根据对比直流母线上的电流与输入侧电压的相位，计算出功率因数，当功率因数低于0.99时，自动启动PFC的PID调节功能，改变PFC电路的PWM控制信号的占空比，并将对应的控制参数写入到寄存器中，以实时改变PWM驱动的输出，实现动态调整PFC的功率因数的目的。充电电压控制功能，当输出侧电压高于设定电压时，代表充电完成，关闭LLC电路PWM控制的输出信号;当未达到设定电压时，实时通过PID控制使输出侧的反馈电压跟随参考电压，以保证充电质量。

5    仿真结果

通过仿真软件可以有效地对设计进行模拟验证，提前发现设计缺陷，实现低成本优化电路的目的。本设计选择使用MATLAB的Simulink来对设计电路进行初步的仿真验证，如图5所示。

将第2节所计算出的参数赋予相应的模块，搭建PFC电流内环和电压外环的PI自动控制，调节PWM3和PWM4的信号，以保证Vin的电压稳定在400 V左右;搭建LLC电路的电压环PI自动控制，保证在实现零电压导通的前提下，输出稳定在48 V左右。仿真所得的电压和电流波形如图6所示，可见输出稳定控制在48 V左右，纹波较小，该开关电源设计理论可行。

6    结论

本文对双变压器LLC谐振变换器的工作原理进行了介绍，基于此拓扑设计完成了完整的开关电源电路，并通过仿真验证了该电路的设计合理性。该开关电源工作可靠，对于较宽的输入电压有自调整性，且具有较高的工作效率及功率密度，在光伏、仪表集中供电、新能源汽车等行业有很好的应用前景。

[参考文献]

[1] 秦润田，曹其超，许奕然，等.基于磁控制的双变压器LLC谐振变换器混合控制方案[J].电力科学与工程，2023，39（1）：1-8.

[2] 王瑶，赵振民.LLC谐振式电路的研究与仿真设计[J].通信电源技术，2017，34（2）：105-106.

[3] 董保成.基于变压器切换控制的半桥LLC车载充电电源研究[D].马鞍山：安徽工业大学，2020.

[4] 盛伦辉，周玉斐，吴旗斌.非隔离型LLC谐振变换器分析设计[J].电气传动，2021，51（7）：33-39.

[5] 樊宸坤.改进型图腾柱无桥PFC变换器及其控制系统的设计与实现[D].银川：北方民族大学，2024.

[6] 陈文健.基于GaN的图腾柱无桥PFC变换器的研究[D].杭州：杭州电子科技大学，2022.

[7] 刘少博.GaN功率器件图腾柱无桥Boost PFC变换器研究[D].哈尔滨：哈尔滨工业大学，2020.

作者简介：刘明明（1994—），男，甘肃白银人，工程师，研究方向：工业自动化。

折勇刚（1996—），男，甘肃白银人，研究方向：电气自动化。