W 频段固态气密功率放大器设计

余小辉，冯思润，马战刚

（中国电子科技集团公司第十三研究所，河北 石家庄 050000）

0 引言

近年来，W 波段功率器件的工艺与技术取得了空前发展，但微波单片功率放大器的输出功率最大也就是瓦级。所以采用功率合成技术将多个固态器件的功率进行合成输出，用以满足整机通信系统的大功率需求，是非常直接且有效的解决方法[1-2]。

根据国内外W 波段大功率固体功放的相关研究，波导结构的功率合成器是基于空间传输的合成技术，该技术可实现多个功率模块输出能量的一次性合成[3-4]，此实现方式具有极小的插入损耗和相对较高的合成效率，通过调整结构尺寸，可以改变工作频段，并且还具有幅相一致性好和功率容量大等优点[5-9]。

1 方案设计

为解决W 波段气密功率合成的难题，本文设计一种W 频段8 合1 功放，设计指标如表1 所示。

表1 W 频段功放技术参数要求

经综合考虑现有成熟单片功率、工作频段、合成效率等要求，决定采用现有的W 波段4 W 功放单片共8 片进行功率合成，按照径向合路的方式来实现最终组件。

本文功放的工作原理如图1 所示，8 合1 固态功放由功分器、推放模块、波导合路、波导分路、末级功放模块等7 个部分构成。

图1 8 合1 功放原理框图

2 模块设计

2.1 波导气密结构设计

常见的波导密封方式可通过级联密封圈与波导窗实现，这类设计可达水密等级，但是仍旧无法为裸芯片提供高可靠的气密工作环境。近年，中电十三所提出了一种新颖的波导密封结构[10]，可以达到R1（气密性）≤1×10-9Pa·m3/s 量级。具体实现方式为：将一颗硅基转换芯片焊接在钼铜载体上，然后将芯组焊接在波导端口上，即可将波导的端口封堵密封，结构如图2 所示。这样，波导中传输的能量即可由TEM 波传输到芯片上，再由片上的微带线进行传输，进而实现了平行于波导方向到垂直波导方向的能量转换，该硅基芯片的转换效率可达90% 以上。本文采用该硅基芯片用以实现模组气密。

图2 硅基波导转换芯片3D 图

2.2 有源模块设计

基于本硅基转换芯片，将推放及功放模块的输入输出波导端口都设计了凹槽及定位销，用于安装此能量转换芯片。

推放的实物图如图3 所示，采用两级GaN 工艺的微波单片级联而成，前级单片增益约为20 dB，输出功率达24 dBm，后级单片增益约为14 dB，输出功率达33 dBm。在94 GHz～96 GHz 频段，当输入功率为10 dBm 时，可实现33 dBm 的输出功率。射频信号经由左侧波导硅基转换芯片由TEM 波转换为片上能量，而后经键合丝传输到功率单片上进行了2 级放大，再经过键合丝与波导硅基转换芯片连接，从而将放大后的射频信号重新转换为TEM 波在波导中传输。

图3 推放盒俯视图

末放的实物图如图4 所示，采用两级GaN 工艺的微波单片级联而成，前级单片增益约16 dB，输出功率达30 dBm，后级单片增益约8 dB，输出功率达36 dBm。在94 GHz～96 GHz 频段，当输入功率为14 dBm 时，可实现36 dBm 的输出功率。射频信号经由左侧波导硅基转换芯片由TEM 波转换为片上能量，经该芯片端口的共面波导线后由键合丝传输到功率单片上进行了最终的放大，而后经过键合丝与波导硅基转换芯片连接，将放大后的射频信号重新转换为TEM 波在波导中传输。

图4 末放盒俯视图

对推放模块的输出功率进行了测试，指标如图5 所示，两组推放模块合路后功率约为35 dBm，级联后级波导分路1 分8，每路输出功率20 dBm 以上，大于末放模块所需输入功率14 dBm，级联后可为8 路末放提供足够的输入功率，满足本设计的功率合成要求。

图5 推放模块输出功率

对8 只末放模块的输出功率进行了测试，指标如图6 所示，可满足功率合成要求。

图6 末放模块输出功率

而后对此功放的推放模块与末放模块进行了检漏试验，试验方法为GJB548B-2005 方法1014.2，试验条件为A1，施加压强310 kPa，2 h，最终的检漏结果为R1≤1×10-9Pa·m3/s，可以满足工程要求。

2.3 波导合路器设计

和同轴传输线一样，径向传输线中也能够有TEM模。在E模，令m=n=0（m和n表示此波的模），那么就是TEM 模。则场分量表达为：

其中，EZ表示电场在z方向上的分 量，r为半径，b为宽；HΦ为磁场分量，I为半径方向上的感应电流。若以z为准，仍然是E模；若以径向传输线的半径为准，此时半径方向为该传播路径，此时也是径向，该场中不能够同时存在径向电场与磁场分量，所以该模式应为柱面的TEM模。则其特性阻抗Z可以表达为：

其中，ς为常数。假如径向波导上下两个金属平板相距为b，波导空腔内的介质为空气或真空，则式（3）可计算得到单TEM 模传输时的条件为：

如果该金属板的距离b≤λ/2，径向波导内传输的主模为TM00，在径向上能够当作为TEM 模。其场分布如下所示：

传统的径向空间合成网络常用同轴线来作为激励端口，由于W 波段的器件尺寸较小，难以加工和安装，使得其衰减较大。本文采用圆波导作为信号输入端口，其功率容量大、衰减小。圆波导中的第五高次模TE01模具有圆对称的特点，作为功率分配网络时能实现多路等功率和同相的输出。由于本文所用的圆波导为非标尺寸，测试不便，不能直接作为接口。需要在输入圆波导的端口前增加一个模式转换器，同时也可以抑制波导中其他低次模式的传输，这样就使得存在圆波导中的TE01 模能够以较小的插损转换为标准矩形波导的TE10模，用以承接后级的功率合成网络。圆波导中TE01 模的电场沿传输方向不变，其场的分布具有圆对称性。

工程上应用在圆波导TE01 模到矩形波导TE10 模场景的模式转换器主要有两种，分别为花瓣型模式转换器[11-13]和 marine 型模式转换器[14-15]。marine 型模式转换器是基于模式渐变的原理，整体结构分为3 段。工作频带较宽、损耗小，但其结构多处有很大的形变，难以加工。花瓣型转换器是将 Y 型 3 dB 功率分配器两级级联，同时在圆波导侧壁距离正交的位置接入矩形波导端口，利用矩形波导端口输出4 个TE10 模旋转来激励起圆波导TE01 模，这种结构的设计简单，损耗小、易加工。本文选择花瓣型模式转换器作为模块输入接口，波导4合1 合路器结构模型如图7 所示。

图7 波导4 合1 合路器结构模型

通过仿真，调节每一段的参数，对其进行电磁仿真和参数优化，在88 GHz～98 GHz 范围内，圆波导 TE10 模转换到矩形波导主模的插入损耗小于0.3 dB，端口的回波损耗在-18 dB 以下，仿真结果如图8 所示。

图8 花瓣结构模型仿真

花瓣模型中低次模抑制的仿真如图9 所示，可以看出除了圆波导 TE10 模，其他低次模都传输损耗都在20 dB以下，可以表明该模式转换器很好地抑制了其他低次模。

图9 花瓣模型中低次模抑制仿真

为了便于测试，建立了该矩形波导→圆波导→矩形波导→圆波导→矩形波导功率分配器的背靠背仿真模型，如图10 所 示，由圆波导将功率平均分配为8 路后再由圆波导合路到矩形波导输出。

图10 波导8 合1 合路器背靠背仿真模型

波导8 合1 合路器的背靠背仿真指标如图11 所示，在88 GHz～98 GHz 范围内，插入损耗在 0.6 dB 以下，输入输出端口回波损耗基本优于 20 dB，合路效率均在80%以上。

图11 波导8 合1 合路器背靠背仿真指标

根据仿真设计结果，对波导合路结构进行了加工。花瓣模型（如图12 所示）与圆波导合路模型（如图13 所示）的外形结构件采用铝型材铣制，表面进行镀金处理。

图12 矩形波导转换圆波导结构实物图

图13 波导8 合1 合路结构实物图

对波导合路结构实物进行了测试，结果如图14 所示，得到的频带宽度与仿真结果基本一致。在90 GHz～96 GHz 内插入损耗大于-1.2 dB，计算的合成效率为80% 以上，反射系数小于-18 dB。

图14 波导合路仿真与实测结果对比

测试结果相比仿真结果S参数均略有偏低。这主要由机加工和工艺装配的误差引起，但样件的测试结果与仿真结果基本吻合，可以满足工程使用要求。

3 功放整机测试

将推放模块、功放模块与波导合路器进行组装后，可得到最终的组件，如图15 所示。组件尺寸为80 mm×80 mm×78 mm。

图15 放大器整机实物图

对组装后的整机性能进行了测试，如图16 所示，得到的测试结果与波导合路器测试结果基本一致。

图16 整机测试图

整机在92 GHz～96 GHz 内输出功率可达43 dBm以上，指标如图17 所示，合成效率在93 GHz～96 GHz大于77%，指标如图18 所示。

图17 放大器输出功率实测结果

图18 放大器输出实测效率

4 测试结果分析

整机测试结果比合路器单独的测试结果均略有偏低。指标的恶化主要是由源模块的加工和装配的误差引起的，比如键合丝的高度、起弧位置及整体长度，芯片间的装配缝隙、键合点的装配距离，芯片与载体之间的焊料量进而影响单片的装机高度等，这些都会对W 频段的射频信号的匹配、幅度甚至相位产生较大影响。

5 结论

本文基于硅基波导气密结构，通过仿真软件设计了一款W 波段平面功率合成放大器。测试结果证明该放大器兼具了小体积和高合成效率，可应用在3 mm 气密功率合成的场合，为此类工程设计提供了新颖的设计思路。