一种100 MHz～4 GHz宽带抗干扰射频接收机的设计

王鑫华，胡美玲，李企帆，魏 恒，李天昊，王旭东，廖春连，兰宝岩，李 喧

(中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北 石家庄 050081)

0 引言

随着无线通信技术的发展,不同的通信体制工作在不同的载频频率和带宽,因此接收机需要覆盖更宽的频带,宽带接收机也就应运而生。传统窄带接收机通常针对某一种通信应用设计,需要用片外滤波器抑制带外非理想谐波。宽带多载波、多信道的直接下变频是接收机集成电路设计中常采用的经典结构[1-2]。因为软件定义无线电技术的发展,宽带接收机同时还需要具有抗干扰、低功耗等功能。在无线收发系统工作过程中,接收机天线会收到发射机的强干扰,使得接收机出现饱和,或者与其他频率分量产生交调或者互调,最终会影响线性度和接收灵敏度等指标[3-4]。在100 MHz～4 GHz的频段内,存在较多的其他干扰信号,接收机对带外干扰相对衰减在40 dB以上,才能有效控制软件无线电接收机的误码率。国外厂商已有超宽带收发机的相关产品问世,2013年ADI公司推出了一款应用于SDR的CMOS射频收发器芯片AD9361,其工作频率覆盖70 MHz～6 GHz,但在实际应用中需要在前端外置AFE模块芯片,减小带外干扰。2014年Lime Microsystems也推出了一款能够工作在100 kHz～3.8 GHz的现场可编程CMOS射频收发器芯片LMS7002M。这2款芯片自身不具备抑制干扰信号能力,应用于无线通信系统时除芯片外还需要声表滤波器。学术界对于超宽带接收机的研究也在进行中,2014年清华大学池保勇教授发表了其团队完成的0.1～5 GHz的SDR接收机, 芯片分为低频通道(0.1～1.5 GHz)具备抑制谐波干扰的功能,高频通道(1～5 GHz)具备抑制带外干扰信号的功能。Razavi等[5]设计了一种应用于LTE和WiFi系统的宽带接收机,射频前端电路采用自偏置的反相器结构,利用新型谐波抑制混频器降低阻塞。工作频率为0.4～6 GHz,信道带宽可达200 kHz～160 MHz,噪声系数为2.1～4.42 dB。

本文为满足导航、通信、相控阵雷达以及电子对抗等领域的需求,设计了一种宽带、抗干扰的射频接收机芯片,输入频率为100 MHz～4 GHz,在直接下变频接收机的基础上,增加了直流失调校准电路、移相电路等结构,优化了芯片的噪声和抗干扰性能;利用电磁仿真工具设计了巴伦(Balun)、电感等无源器件,扩展了电路的带宽,能够有效抑制频带内的干扰信号,在强干扰信号下整个接收机通道不阻塞,能检测出极小的有用信号,同时保证与没有干扰状态相比性能不恶化,提高了系统的通用性和小型化。

1 宽带抗干扰射频接收机的整体结构

直接下变频接收机常用的结构如图1所示,输入信号经低噪声放大器(LNA)处理后,进入IQ两路的跨导级(Gm)电路,再经无源混频器(MIXER)混频,最后通过跨阻放大器(TIA)输出。采用这种形式的电路,可抑制噪声、提高线性度,但存在信号带宽窄、直流失调和本振串扰等问题。

图1 常用直接下变频接收机的结构Fig.1 Common structure of direct down conversion receiver

宽带抗干扰射频接收机属于大规模模拟集成电路,包含了射频前端电路、中频处理电路以及本振电路等多种类型的电路,具有集成度高的特点。本文输入频率为100 MHz～4 GHz,需宽带匹配。在输入端去掉限制带宽范围的低噪声放大器之后,加入定制的无源器件Balun。单端射频信号VRF通过Balun转换成差分形式,再经跨导放大器转换成电流,通过射频开关级和跨阻增益放大器,输出至模拟中频处理。本振通路中本振信号VLO经Balun转换至差分形式,再经无源移相和放大后,作为混频的本振输入。直接下变频结构中由于工艺和本振泄露等问题会造成直流失调,因此增加了电流注入式的直流失调校准电路。针对偶次谐波交调对接收机线性度的影响,采用调节开关管栅极电压的方式进行校准。

低中频接收电路射频前端部分如图2所示。

图2 低中频接收电路射频前端部分Fig.2 RF front-end of low-IF receiver

1.1 无源器件的设计和仿真

Balun可将单端的射频输入信号转换成差分形式。相对于外部分立元件的Balun,集成于芯片内部的Balun可以消除外部互连线带来的影响。

本文用顶层金属设计了一种宽6 μm,初级线圈和次级线圈均为7匝的Balun,物理布局如图3所示。

图3 Balun的物理布局Fig.3 Balun layout

采用AC仿真验证Balun性能,图4显示Balun差分输出之间的幅度和相位误差。当射频输入频率为1.1 GHz时,差分输出的幅度不平衡达到最小值-4.9 dB。相位误差在400 MHz～2.2 GHz时小于1°。

图4 Balun相位和幅度误差仿真Fig.4 Simulation of Balun amplitude and phase error

1.2 无源混频器

有源混频器虽然具有功耗低、隔离性能好等特点,但无源混频器更适用于直接下变频接收机,它具有1/f噪声小、开关对管不消耗直流电流等优点[6-8],因此无源混频器在噪声和线性度上比有源结构更有优势。如图5所示,无源结构的混频器主要包括输入跨导级、无源混频开关管和跨阻放大器三部分。跨导级采用差分共源放大器的形式,输出端采用共模反馈环路,提高稳定性。跨导级和开关管之间有电容滤除直流信号。开关对管通过本振信号控制栅极的关断和导通,实现混频。由于开关管非线性和跨导级输出寄生电容CPAR的原因,开关存在一个等效的阻抗(ZMIX):

(1)

图5 电流驱动的无源混频器结构Fig.5 Current-driven passive mixer

在量化分析无源混频器的传输函数时,暂时不计入该阻抗的影响。无源混频器最后一级是跨阻放大器,也是基带信号链的第一级,在开关对得的出端呈低阻节点。它由一个两级放大器和电阻电容反馈网络组成。RC网络的极点可以通过改变电容值实现。

采用电流驱动的无源混频器,设计过程中需要分析信号流形式随着电压-电流-电压变换过程中的阻抗形式变化。

跨导级将射频电压转换成电流形式:

iRF(t)=gmvRF(t) 。

(2)

射频信号的电流iRF通过开关对之后变为基带电流iBB:

(3)

假设基带的负载是线性时不变系统,且其差分阻抗为ZBB(s) ,则通过负载的基带电压可以表述成:

(4)

式中:*为卷积符号,zBB(t)为基带阻抗的时域形式。

经过Laplace变换后混频器的电压转换增益GainC为[9]:

(5)

选取跨导级的增益Gm=59.4 mS,跨阻放大器等效阻抗R=500 Ω,中频在0～100 MHz变化时,转换增益仿真曲线如图6所示。

图6 转换增益仿真曲线Fig.6 Simulated conversion gain curve

接收机混频器的增益、线性度和噪声之间存在互相制约的关系。当混频器增益增加时,会抑制噪声,同时会恶化电路的线性度,如图7所示。图7(a)显示噪声会随着增益的增加而下降,而图7(b)则说明增益增加时,输入-1 dB压缩点会左移,线性输入范围不断缩小。混频器是接收机中变频器件,也是引入非线性误差最大的部分。综合考虑各种因素的影响,选择输入-1 dB压缩点大于-10 dB。

(a)噪声仿真

(b) 增益仿真

1.3 直流失调消除电路的设计

零中频(zero-Intermediate Frequency,zero-IF)接收机具有结构简单、功耗低,且易于基带处理电路集成的特点,但与低中频相比,由于直接变频到基带频率,直流失调的问题尤为严重[10-11]。在接收链路中,直流失调电压会直接影响接收机灵敏度。当射频信号的强度接近接收机灵敏度时,接收机内LNA、混频器和滤波器等模块都需要提高增益,维持中频输出的幅度。由于直流失调电压的存在,接收机在放大有用信号的同时,抬高了各个模块偏置电路的直流电压,压缩了通道的动态范围,损失了部分增益,ADC输入信号幅度减小,影响系统的信噪比(Signal to Noise Ratio,SNR),严重时会导致无法正确解调波形[12-16]。

本接收机电路中,可能存在很多引入直流失调的地方,如图8所示。其中,VOS1和VOS2为Gm级输出存在的失调电压,VOS3和VOS4为开关级输出存在的失调电压,VOS5和VOS6为TIA级引起的失调,VOS7和VOS8为输出放大级的失调。Gm级和开关级之间存在隔直电容,前一级的直流失调不会传入第二级。由于OTA增益大于40 dB,输入和输出之间存在反馈电路,所以TIA前级和后级直流失调基本一致。输出放大器增益较小,VOS7和VOS8也会相对较小。

图8 直流失调电压的主要来源Fig.8 Main sources of DC offset

直流失调产生的主要原因有工艺偏差和开关对管产生的自混频等原因。常用的消除直流失调的方法有加入交流耦合电容、采用反馈环路等方法[17-18]。

VOS3和VOS4引起的失调最为明显,也是主要的消除对象。VOS3和VOS4位于跨阻运算放大器的输入端,采用插入补偿电流的方式,使得流入跨阻运算放大器2个反馈电阻的电流相等,进而达到消除VOS3和VOS4直流失调的作用。

为了方便在电路板、通信设备中消除接收机的直流失调电压,采用电流稳压器控制补偿电流大小的消除电路形式。因为在电流稳压器结构,可实现外部控制电压(Vb)在一定范围内对输出电流连续线性可调,如图9所示。

图9 直流失调消除电路原理示意Fig.9 Schematic of DC offset cancellation circuit

在电流稳压器中,外部的参考电压被一个运放(AMP)和一个电阻(R1)转换成电流。将两路转换电流分别插入跨阻运算放大器的2个电阻上,实现插入补偿的作用。当TIA输出的电压两端偏置相等时,停止插入补偿电流。

外部模拟控制电压Vb在0.7～2.0 V变化时,可将输出信号正负端(VOUT-,VOUT+)的偏置点调至相等,从而实现直流失调的校准,如图10所示。

图10 输出直流失调随控制电压的变化结果Fig.10 Simulated DCOC output voltage varied with control voltage

1.4 无源移相的RC多相滤波器(PPF)

本振信号的IQ不平衡度会影响zero-IF接收机的性能,采用RC PPF可将本振信号正交化。RF CMOS PPF相比于其他产生正交化信号的方法具有结构简单、带宽性能好、受工艺制程变化影响小的优势[19]。因为PPF中的电阻热噪声可能会恶化整个无源混频器的噪声,所以需要考虑前一级的阻抗。设计中采用二阶RC-CR的网络,多相滤波器结构如图11所示。差分的本振输入信号(VLOP、VLOM)通过两阶的RC网络延时后,相位实现90°(VLOQP)和270°(VLOQM)的正交化。多相滤波器的幅度误差和相位误差仿真如图12所示。

图11 多相滤波器结构Fig.11 Schematic diagram of PPF

图12 PPF相位差和幅度误差Fig.12 Simulated phase and amplitude error of PPF

2 接收机整体仿真

宽带抗干扰混频器的主要设计难点是射频输入频率范围宽,且要满足抗干扰要求。在满足线性度、噪声等基础上,最大限度地满足宽带的要求。无源混频的转换增益仿真结果如图13所示,仿真设置高射频低本振的形式,仿真射频频率在100 MHz～4 GHz变化时的曲线族。当中频信号在10～100 MHz变化时,得到转换增益的曲线。当射频信号为1.11 GHz、本振为1.1 GHz时,转换增益最高为16.3 dB。

图13 接收机转换增益仿真结果Fig.13 Simulated conversion gain of receiver

3 实现和结果分析

宽带抗干扰的zero-IF接收机兼容多种通信体制,但对带宽要求高,同时还要满足抗干扰要求。仿真zero-IF接收机时,模拟芯片应用的实际状态,搭设外围电路。综合考虑功耗、线性度、带宽和噪声等性能,确定电路结构。

在设计接收机的物理布局时,针对射频输入匹配、中频输出匹配和本振IQ失配等问题,运用对称、屏蔽和走线等长等方法,保证指标的实现。实物如图14所示。

图14 实物照片Fig.14 Photo of receiver chip

测试过程中针对100 MHz、2.4 GHz和4 GHz等典型频点的应用,记录其输入损耗、增益和噪声等指标。当射频输入为2.4 GHz时,S11<-10,如图15所示,证明射频输入匹配到50 Ω良好,输入端回波损耗低。

图15 S11测试结果Fig.15 Test result of S11

测试接收芯片输出波形上,当中频频率在1～10 MHz变化时,输出信号的峰峰值为474～529 mV,换算成电压增益如图16所示。

图16 接收机增益测试Fig.16 Test result of receiver gain

表1列举了近些年国内外报道的宽带接收机的主要性能对比。可以看出,本文设计流片的宽带接收机工作的频带较宽,且直流失调可消除至5 mV。

表1 宽带抗干扰接收机性能对比Tab.1 Performance comparison of broadband andanti-interference receiver

4 结束语

本文设计了一种宽带、抗干扰的射频接收机芯片,接收芯片采用zero-IF的架构,输入频率为100 MHz～4 GHz,最高增益可达33.4 dB。针对zero-IF架构容易产生的直流失调效应,采用稳压器和电流镜的结构,设计了连续可调的直流失调消除模块,可将直流失调降至5 mV,从而提高了接收机的抗干扰性能,可广泛应用于导航、通信等终端中。