图腾柱无桥PFC 的同步整流优化控制*

2023-12-13王传奇林振权

机电工程技术 2023年11期

王传奇，陈威※，林振权

（1.温州大学电气与电子工程学院，浙江温州 325035；2.温州大学乐清工业研究院，浙江温州 325035）

0 引言

电力电子技术在日常生活与工业中的应用日益广泛，在给人类带来便利的同时也给电网的谐波治理造成了一定的困难，这使得功率因数校正技术（Power Factor Correction，PFC）在现代高品质整流系统中显得尤为重要。随着人们对电力电子装置高效率、高功率密度的追求，图腾柱无桥PFC（Totem-pole Bridgeless PFC，TPBL PFC）因其优越的特性正逐渐成为PFC 领域研究热点［1-5］。

传统TPBL PFC的电感续流方式是采用体二极管反向续流，因体二极管的导通压降过高造成系统损耗的增大，难以满足电源功率等级的提高和高频化的要求［6-7］。然而，由于大多数硅基MOSFET 其寄生体二极管较差的反向恢复特性，使得TPBL PFC 变换器只能工作在断续导电模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）［8］或者临界导电模式（Boundary Conduction Mode，BCM）［9-10］，随着新型器件的发展，基于氮化镓MOSFET 所构成的图腾柱式无桥PFC，由于没有反向恢复时间问题使得其可工作在连续导电模式（Continuous Conduction Mode，CCM）［11-12］而备受学术界及工程师们关注。

为了进一步增大TPBL PFC 变换器的效率，通常一对高频开关管采用互补导通来降低采用体二极管续流方式的损耗［13］。不同于普通的带有整流桥的Boost PFC，当TPBL PFC由CCM模式转换为DCM模式时，同步整流管的误操作会导致电路的效率和功率因数（Power Factor，PF）降低，常用的方法是在比较器的反向输入端给定一个参考值，将电流采样的信号送入到比较器的正相输入端，以此来产生电感电流过零检测（Zero Crossing Detection，ZCD）信号去控制同步整流管。

由于ZCD 信号的合理产生是TPBL PFC 平稳运行在DCM模式时的关键一环，这引起了学者的广泛研究。文献［14］通过在PFC电感上设置两个辅助绕组，并设置合理的同名端方向，两个辅助绕组在各自的半个工频周期内产生ZCD信号，通过选择器选择正确的信号送入DSP内进行处理。文献［15］通过采用中心抽头式辅助绕组检测电感电流过零点，但增加了大量的外围模拟电路，同时变压器绕制复杂，通常适用于提二极管续流的BCM 图腾柱PFC变换器并不适用于采用同步整流的方案。文献［16］采用改进型双ZCD方案，采用两种ZCD策略分别控制开关管的开通和续流管的关断，进行开关管开通和关断的解耦增加控制的稳定性，但增加了控制的复杂性。上述方案没有考虑电流转换电路的延时对ZCD信号产生的影响。

针对上述问题，为了采用高频开关管的同步整流方案增大电路运行效率，同时解决CCM 模式TPBL PFC 在中轻载时工频周期内有部分状态或全部状态的电感电流运行在DCM状态导致的反向续流问题，本文提出一种基于DSP的数字ZCD信号控制方案取代传统的模拟控制方案，采用霍尔电流传感器的方案对电感的电流进行采样，减少了外围电路的设计。在传统方案只采用固定的单阈值电流信号去和电感电流信号相比去产生ZCD信号的基础上，考虑了电流采样电路延时带来的影响，提出了正负阈值电流比较的方案，并在此基础上提出了可变正负阈值电流比较的方案进一步改善了高频同步整流管的控制，此方案增大了控制的灵活性，提高了TPBL PFC 的运行效率，降低了PFC的过零点尖峰问题。

1 电路拓扑与工作原理

1.1 工作模态

TPBL PFC的电路原理如图1 所示，它分为高频桥臂以及工频桥臂。其中高频桥臂由S1 和S2 组成，工频桥臂由S3 和S4 组成。交流电源正半周工作模态对应于图1（a）、（b），S1 为主高频开关管，S2 为辅助高频开关管，低频开关管S4 为主管长开，低频开关管S3 为辅助管常闭。负半周工作模态对应于图1（c）、（d），S2 为主高频开关管，S1 为辅助高频开关管，低频开关管S3 为主管长开，低频开关管S4 为辅助管常闭。为简化分析，忽略体二极管的反向恢复，同时忽略上下对管的死区时间，仅对输入电压正半周内的一个开关周期的波形进行分析。

图1 TPBL PFC 4 种工作模态

工作模态1：正向交流电源通过高频开关管S1 和低频开关管S4 向电感L 充电。同时电容向负载放电。［t0～t1］阶段电感电流呈上升状态。

工作模态2：正向交流电源和电感L 的能量通过高频开关管S1 和低频开关管S4 一起向负载放电。同时电容向负载放电。［t1～t2］阶段电感电流呈下降状态。

工作模态3：负向交流电源通过高频开关管S2 和低频开关管S3 向电感L充电。同时电容向负载放电。

工作模态4：负向交流电源和电感L 的能量通过高频开关管S1 和低频开关管S3 一起向负载放电同时电容向负载放电。

1.2 高频同步整流管状态分析

TPBL PFC运行在不同的状态其高频同步整流管也有不同的控制方式。当电路运行在CCM模式时，使其工作在互补状态；当其运行在DCM模式时，可以选择将同步整流管完全关闭，但降低了电路的运行效率；为了增大电路效率，可以选择当电路运行在DCM模式时，电感电流过零后再关闭同步整流管。

理想情况下，电流传感器电路视为无延迟的电路，但在实际情况下每一部分电路的输出信号都会存在一定的延时，如图2 所示，电感电流在经过霍尔传感器电路时存在th时间的延时，再经过RC 低通滤波电路会存在tRC时间的延时，在经过运放电路时会存在top时间的延时，最终得到电感电流经过变换电路得到的输出电压信号vh，可得到总的信号传输延时时间td。

图2 TPBL PFC电感电流采样延时框图

电感电流再经过转换电路延时td时间后的波形如图3所示。但是t3时刻不是主电路电感电流的真正过零点，以这个时刻去关闭同步续流管会出现电感电流反向，此时负向电流的下降大小为：

图3 TPBL PFC电感电流反向波形

式中：Vo为输出电压；Vac为输入电压；L 为电感量；td为传感器变换电路延迟时间。

由上述分析可知，在知道电感电流准确的过零参考线的基础上，也会产生反向电流。通过式（1）可知反向电流在输入电压低时会更大。由于电路测量误差，计算误差的存在，给定参考电流阈值点会发生偏移。

以参考点Iref值偏大分析为例。

（1）输入电压为正时：从图4 中可以看出t2时刻的实际电流值还没有下降到0，电路就已经关闭了高频同步整流管，［t2～t3］时刻电感电流经过高频同步管的体二极管进行续流，此时增大了电路的损耗。

图4 参考值偏大时正向电压输入时电感电流波形

（2）输入电压为负时：从图5 中可以看出直到t4时刻实际电路才关闭同步整流管，这会产生反向电流和对电路的稳定性造成影响，同样也增大了电路的损耗。

图5 参考值偏大时负向电压输入时电感电流波形

由上述分析可知，采取单阈值电流值比较去控制高频同步整流管的方案是不可行的，会造成比较大的反向电流。为改善电流反灌情况，本文提出正负阈值电流比较策略和可变正负阈值电流比较策略。

2 控制策略分析

2.1 数字控制器选择

数字电源需求的增加产生了许多专为数字电源而生的数字控制器。其中DSP TMS3202803x 系列适合数字电源的开发，集成了带DAC的比较器模块等模拟外设、强大而灵活的EPWM模块，集成多路的ADC通道来适应数字电源的多路信号采集、具备独立于CPU 之外的32 位浮点单元的控制率加速器增加了运算能力。

2.2 正负阈值电流比较策略

正向输入电压时参考电流阈值线为图4 所示的Iref，负向输入电压时参考电流阈值线为图6 所示的-Iref。从图中可以看出在t2时刻关闭了同步高频整流管，［t2，t3］时刻电感电流经过高频同步管的体二极管进行续流。相对于单阈值电流比较策略明显改善了电路的运行状况。控制框图如图7 所示，Posel为电压极性选择信号，正电压极性选择1，负电压极性选择0，最终产生PWM 高开关管跳闸信号SH和低开关管跳闸信号SL。

图6 正负阈值电流比较策略下负电压输入时电感电流波形

图7 正负阈值电流比较策略框图

2.3 正负可变阈值电流比较策略

根据公式（1）可以知道，在不同的输入电压条件下，电流的斜率是不同的，反向电流的大小也是不相同的，此时固定的参考电流Iref不能应对所有的情况，输入电压小时还是会出现反向电流，输入电压大时会提前关断高频同步整流管。在正负阈值电流比较策略的基础上进行改进，让参考电流比较值irefb是实时变化的。从图8 可知，当参考电流比较阈值irefb和iLd的交点刚好位于t3时刻时，此时处于完全补偿状态。此时的irefb值为公式（3）所示。控制框图如图9 所示，Posel为电压极性选择信号，正电压极性选择1，负电压极性选择0，最终产生PWM 高开关管跳闸信号SH和低开关管跳闸信号SL。

图8 可变正负阈值电流比较策略下正电压输入时电流波形

图9 可变正负阈值电流比较策略框图

2.4 数字ZCD信号控制策略

整个数字控制框图如图10 所示，Vcc为控制系统供电、iL为电感电流、KiL为霍尔电流传感器检测系数、Vh为霍尔电流传感器输出、ΔViL为比较器反向端电压参考修正值，Cm为比较器输出、Cmf为比较器通过反相器输出。

图10 数字ZCD信号控制策略框图

当输入交流电压为正时：波形如图11 所示，［0 ～t4］为整个开关周期，电感电流经过霍尔电流传感器检测后送入比较器的同相输入端，此时选择在0.5 Vcc电压的基础上叠加一个相应策略的修正量。DSP 内部跳闸信号管理模块（TZ模块）配置为比较器高电平有效。当霍尔传感器采集的电流值低于比较器反向输入端电压后，比较器输出一个低电平信号，此信号要经过一个反相器再送入后级电路，此信号经过比较器内部的计数脉冲滤波后送入数字比较模块（DC 模块），经过DC 模块内部的窗口滤波进一步减轻收到信号的干扰问题。DC模块输出的信号送入到PWM 跳闸信号管理模块（TZ 模块），TZ模块根据此时的输入电压极性去关闭对应的通过整流管的信号。

图11 正向输入电压时ZCD 信号控制波形

当输入交流电压为负时工作波形如图12 所示，工作情况分析和正向输入电压时类似，不再赘述。

图12 负向输入电压时ZCD 信号控制波形

如果选择正负阈值比较策略：其中Iref可选择一个较小的修正量，根据电路调试情况进行微调。KDAC为单片机系统DAC输出的最大值，如10 位DAC系统则KDAC为1 024。根据式（4）可计算出单片机给出的补偿值ΔViL。

如果选择可变正负阈值比较策略：其中ΔViL可根据式（5）得出，td可根据具体手册选取典型延迟值，然后再根据电路调试情况进行微调。

3 系统仿真

3.1 临界电感值推导

为了进行合理的参数仿真，需要设计合理的PFC电感值使得系统能出现CCM 模式和DCM 模式，此时需要推导临界电感值。

式中：Lb为PFC电感值；iLM为一个PWM 周期内电感电流峰值；vg为输入电压值；vo为输出电压值；fs为系统开关频率。

其中式（6）表示临界模式时开关管导通时间加上其关闭时间等于开关周期。

在认为输入电压是正弦状态、PF值为1 时可得输入电流瞬时值如下：

式中：vm为输入电压峰值；Pout为输出功率；ω为输入电压角频率。

当运行在临界模式时可得式（10），联立式（7）、（9）、（10）可求出临界电感值，由式（11）可得。

3.2 仿真参数设计

为了验证控制策略的可靠性，在PLECS 软件下进行仿真分析。仿真参数如下：电网输入电压有效值为220 V；PFC 滤波电感值为0.11 mH；输出电压给定值为400 V；输出滤波电容为470 μF；负载电阻为800 Ω；额定功率为800 W；仿真在200 W 的情况下进行。单阈值电流比较模式下比较阈值Iref＝0 A，正负阈值电流比较模式下比较阈值Iref＝0.1 A，可变正负阈值下比较阈值irefb根据公式（2）实时变化。根据市场上典型的霍尔芯片手册描述选择延时时间td＝1 μs。

3.3 仿真波形分析

3 种模式的仿真结果总体波形图为图13 ～15。从图13 ～14 可以看出一个重要特征，在固定的电流比较阈值控制下，输入电压越小，则反向电流越大。取一个固定的时刻将波形展开后放到图16 中，将该时刻的数据图汇集到表1，从表中可以看出单阈值电流比较模式下的电感反向电流达到了250 mA，在改进的正负阈值电流比较策略的控制下电感的反向电流减小到了150 mA，在可变双阈值电流比较策略的控制下抑制了电流的反向问题。

表1 不同策略下仿真的反向电流mA

图13 单阈值电流比较策略仿真总体波形

图14 正负阈值电流比较策略仿真总体波形

图15 可变正负阈值电流比较策略仿真总体波形

图16 不同策略仿真下电流反向情况对比

4 实验验证

本文实验对前文分析的3 种电流比较策略进行实物验证，由于考虑到实验的安全性，设计的实验参数为：输入电压有效值为36 V；PFC滤波电感值为0.1 mH；输出电压给定值为60 V；输出滤波电容为450 μF／400 V；负载电阻为200 Ω。

其中图17 为实物电路图；图18 ～19 为单阈值电流比较策略实测的总体波形与细节波形，其中CH1为高位高频开关管驱动波形，CH2 为电感电流波形，CH3 为低位高频开关管驱动波形，在图18 中CH4为输入电压波形，在图19 中CH4 为同步波形。图20 ～23分别为正负阈值电流比较策略和可变正负阈值电流比较策略的实测总体波形与细节波形。同步波形原理为由DSP内部的锁相环锁定输入电压的相位，可任意选取两点相位作为CH4 波形跳变的阈值，这样可保证三种模式下测量的波形在同一相位，在输入电压相位为0°～30°时反向电流最为明显。本实验选择输入电压在20°相位时测量相关实验参数。

图17 实物电路板

图18 单阈值电流比较策略实物总体波形

图19 单阈值电流比较策略实物细节波形

图20 正负阈值电流比较策略实物总体波形

图21 正负阈值电流比较策略实物细节波形

将测得的反向电流数据汇集到表2，从表中可以明显看出可变正负阈值电流比较策略的反向电流最小，正负比较阈值电流比较策略的反向电流次之，单阈值电流比较策略的反向电流最大。可变正负阈值电流比较策略相比与单阈值电流比较策略使电路的效率增加了3.7%，PF值增加了6%，反向电感电流在输入电压20°相位时减小了77.8%。