基于软开关技术的DC/DC 变换器电磁干扰抑制研究现状及发展趋势

江心怡，陈泓霖

（国网福建省电力有限公司龙岩供电公司，福建 龙岩 364000）

0 引言

随着电力电子技术的高速发展，由各类电力电子元器件构成的开关电源成为人类生产生活中节能高效的动力电源[1-2]，相应地，电能变换装置也得到了广泛的应用。DC/DC 变换器作为电力电子变换器中的典型电路[3]，其构成的开关电源能够实现能量高效率传递与转换，是新能源汽车[4-5]、地铁[6]、直流电机调速系统[7-9]等领域中不可缺少的环节。

由于DC/DC 变换器工作频率较高，内部电力电子设备并非理想器件，在正常工作中产生的高次谐波不容忽视，是产生电磁干扰（EMI）的主要干扰源之一。电磁干扰信号在影响自身电路工作的同时，通过传导以及辐射的方式对周围的设备造成影响，因此必须重视DC/DC 变换器的磁兼容性设计。目前国内外科研人员已经从软开关技术、电磁干扰机理、电磁干扰抑制措施等方面进行了研究。

本文首先分析了DC/DC 变换器的干扰源，针对变换器与外界的相互影响，介绍了国内外学者的研究成果；随后详细阐述了基于软开关技术的电磁干扰抑制措施；最后探讨了软开关技术应用在电磁兼容的未来发展趋势，为后续的研究提供方向。

1 DC/DC变换器电磁干扰理论分析

DC/DC 变换器电磁兼容性分析主要集中在高频电力电子器件以及寄生参数上。本章将从DC/DC 变换器的干扰源、变换器对外界的影响与外界对变换器的影响3 个角度进行阐述。

1.1 DC/DC 变换器干扰源

生产生活中常用的电源为220 V 交流电源，DC/DC变换器作为电能转换器件，需要接入交流电源，整流后作为变换器的输入电源，因此变换器本身与前级整流电路是主要的电磁干扰源。

图1 DC/DC 变换器工作流程

1.1.1 输入整流电路

传统DC/DC 变换器通过整流桥与电网相连，不可控整流桥虽具有工作可靠的特性，但这样的拓扑会使输入电流发生畸变，大量谐波不仅会降低电源输入端的功率因数，而且流入电网也会造成一定的“谐波污染”。另一方面，传输线、屏蔽线含有寄生电感，对地也存在分布式电容，系统中流动的漏电流会通过导线与大地（保护地）形成闭合回路，容易引起振荡，干扰变换器的敏感元件。

1.1.2 二极管

由于二极管的非理想特性[10]，二极管从关断到正向偏置与正向偏置到反向偏置的电压电流变化如图2所示。当二极管两端被施加正向电压，由于存在电导调制效应，正向压降从0 增加到一个大于稳态电压的正向尖峰电压UFP后才趋于稳定电压（约2 V），这个过冲电压随着电流变化率增大而增大；由于导通时二极管的电荷储存效应，当二极管被施加一个反向电压时不能马上阻断，而是需要经过一定时间，使电子需要在反向电场的作用下回到N 极，产生反向漂流电流与反向恢复电压，即经过一段反向恢复时间后，二极管才会恢复到反向饱和电流。因此非理想二极管在正向导通时存在正向压降，在关断时流过反向电压，存在导通损耗与关断损耗，同时在开关过程中由于有较大的电压电流变化率，因此高频工作下，开关损耗也是不可忽视的。由于工作的非理想型，二极管存在开端瞬态过程[11]，结合二极管内部的寄生参数，提出了高频工作下的等效电路模型，并通过仿真验证，为分析二极管瞬态过程提供理论基础。

图2 二极管电压电流变化图

1.1.3 高频功率开关管

高频功率开关管在导通与截止转换过程中同样存在过渡过程。以电压控的场效应管为例，动态过程取决于内部结电容的充放电过程。当场效应管开关时，电容将充放电，产生一定电压电流尖峰。在生产应用中，功率开关管通过导热硅脂嵌在散热器上且散热器外接保护地而存在寄生电容。当系统工作时，开关管内部电压发生高频变化，该寄生电容上产生较大的过冲电压，成为EMI的主要来源之一。

1.2 DC/DC变换器对外界的影响

传导干扰与辐射干扰是DC/DC 变换器的两种重要干扰途径，传导干扰根据干扰形式可以分为共模（Common Mode，CM）与差模（Differential Mode，DM）干扰，在Buck 电路的干扰闭合回路如图3 所示。共模干扰产生的主要原因是器件与大地之间存在分布电容，当变换器中有较高的电压变化率时，产生的高频振荡通过分布电容、大地和电源线构成的闭合回路造成共模骚扰；差模干扰产生的主要原因是由于高频开关工作在开关状态下，含有较大变化率的电流含有大量的高频分量，流过电源线形成高频的三角脉动电流，产生差模干扰。辐射干扰以电磁场的形式将电磁能量从干扰源经空间传输到敏感设备。

图3 Buck 电路中的共模/差模干扰闭合回路

新能源汽车用DC/DC 变换器电磁干扰抑制不当不仅会影响自身电路工作，同时会对车载电子系统，如制动防抱死系统、安全气囊、电子控制制动系统等产生强电干扰[12]。功率开关器件和滤波电容构成的高频开关电流环路可能会产生较大的空间辐射，形成辐射干扰。高铁用牵引变流器产生的共模电压，与电路中的寄生电容相互作用后产生高频漏电流、轴电压和轴承电流。高频漏电流对同一地上的其他设备产生干扰，过高的轴电压和轴承电流对电机轴承构成严重威胁，且输出经长线驱动时由于反射等原因在定子侧感应出过电压，这增加了电机绕组的绝缘应力，降低了绕组和转子集电环的寿命[13]。电磁干扰可能造成列车信号出现紊乱，可能造成列车无法停车、走向岔路甚至发生碰撞事故导致大量伤亡与大面积的铁路交通瘫痪[14]。

为了测量产品的电磁干扰性与电磁抗敏度，相关国际机构制定了一系列的电磁兼容（Electro Magnetic Compatibility，EMC）标准[15]：无线电干扰特别委员会（CISPR）制定了信息技术发射标准CISPR-22、电磁兼容技术委员会（TC77）制定了关于电磁敏感度的标准IEC 6100。各个国家和地区基于国际标准也制定了自己国家的EMC 标准：美国保险商实验室制定了UL 认证、美国联邦通信委员会制定了FCC 认证，欧洲制定了EC 认证，中国也制定了电磁兼容标准的CCC 认证，最新更新的强制性产品认证目录中共有17 大类103 种产品规定了具体的电磁兼容标准。

1.3 外界对DC/DC 变换器的影响

合理利用各次谐波的频谱特性调整占空比能够提高共模滤波器的转折频率，能够减少共模电感和电容的使用[16]。DC/DC 变换器的控制系统是主要的敏感设备，正常工作下电压以弱电为主，易受到来自外界的电磁干扰与主电路的强电磁场的干扰。

2 基于软开关技术的电磁干扰抑制发展现状

由于DC/DC 变换器的发展趋于高频化，在实现减小损耗与电磁干扰抑制上有相同的发展目标；选用的无源器件也趋向小型化，与寄生参数可比拟。如何通过软开关对电磁干扰进行抑制成为DC/DC 变换器电磁兼容性的研究重点。本章将仔细介绍软开关技术的发展和利用软开关技术的电磁干扰抑制措施，同时也对其他电磁抑制措施进行简单概述。

2.1 软开关技术的发展历程

根据软开关的发展历程可以分为：准谐振电路、零开关脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation， PWM）电路与零转换PWM 电路。准谐振电路是最早的软开关电路，可细分为零电压开关准谐振电路、零电流开关准谐振电路、零电压开关多谐振电路，其输出电压或电流的波形为正弦半波，因此有谐振电压峰值高、谐振电流大、导通损耗大的特点，要求工作的开关器件具有高耐压特性并采用脉冲频率调制（Pulse Frequency Modulation，PFM）的控制方法；零开关PWM 电路工作时引入辅助开关控制谐振的开始时刻，使谐振仅发生于开关过程前后，可细分为零电压开关PWM 与零电流开关PWM；而零转换PWM电路工作采用辅助开关控制谐振的开始时刻，但谐振电路是与主开关并联的，可细分为零电压转换PWM、零电流转换PWM；后两类电路都能在宽输入电压范围内和从0 负载到满载都能工作在软开关，且无功功率被削减到最小，具有较高的效率。

2.2 基于软开关技术的电磁干扰抑制措施

本节将从输入侧整流电路与DC/DC 内部电路的软开关实现进行详细分析，讨论从这两个角度抑制电磁干扰的机理。

2.2.1 输入侧整流电路的功率校正电路

出于工作可靠稳定角度考虑，DC/DC 变换器的输入端常通过不控整流电路接入交流电网中，使输入电流含有较高次谐波，引起电磁干扰，因此，学者提出了一种新型的集成非隔离Buck-反激式功率因素矫正（Power Factor Correction，PFC）变换器拓扑结构[17]。该拓扑具有结构简单，容易驱动的特点，可以在通用交流输入电压下实现高功率因数。但当它作为DC/DC 变换器的前级时，两个浮动输出端口会造成电磁兼容问题，需要改用浮动驱动电路驱动，从而增加了改进拓扑的成本。随后，一种Buck 二次降压型PFC 变换器被提出[18]，然而PFC 单元是在DCM 模式下工作的，功率因数受到输出电压和输入电流死区时间的影响。针对电压电流死区问题，通过恒准时与变准时控制[19-20]、在非死区引入最优三次谐波[21]、在输入电压较低时增设电平比较器[22]等方法可提高效率，然而这些技术的引入增大了主电路的复杂度与控制系统的难度。为此一种基于串联电容的交错BuckPFC 变换器被提出[23]，不仅可以实现部分电源开关的软接通和部分电源二极管的软关断，还具有极高降压比且输入电流的死区角很窄，从而实现了高PF。实验表明，通过中间总线电容器的电压被箝位到输入电压，从而选择了低压额定值MOSFET。

2.2.2 DC/DC变换器软开关拓扑

除了输入侧整流电路带来的高频谐波电流，DC/DC变换器内部高频开断的开关管也是电磁干扰的主要来源。

（1）含缓冲电路的软开关拓扑

早期的研究人员希望能够利用准谐振电路实现软开关，但由于准谐振电路只能够使部分器件实现软开关，并且对开关管耐压要求较高，因此一种含缓冲电路的Buck 变换器拓扑被提出[24-26]，如图4 所示，图中C1、Ls、R1、R2、D1、D2 构成缓冲电路。电阻用于消耗系统内部储能，并使元件复位，以确保系统能够进入下一个周期。该拓扑正常工作下有6个工作模态，如图5所示。

图4 含缓冲电路的Buck电路

图5 含缓冲电路的Buck 电路工作模态图

模态1：通过将开关管M 与电感Ls 串联实现ZCS 导通，ILs逐渐增大使得流经二极管D的电流ID逐渐减小。

模态2：流经二极管D 的电流ID为0，二极管D 实现ZCS 关断，此时输入电压Ui通过R1给Cl充电。

模态3：Cl 支路电压与Ui相等，无电流流经，此时电路等同于普通Buck开关管导通时的工作状态。

模态4：开关管M 受控实现ZVS 关断，此时二极管D1ZVS开通，Cl为负载供电，Ucl逐渐减小。

模态5：Ucl减小为0，D2 支路ZCS 导通，D 支路ZVS导通，Io为Cl 反向充电，Ls 与Cl 发生谐振，谐振能量通过R2消耗。

模态6：二极管D1 关断，Ls 与Cl 谐振能量通过R1、R2共同消耗。

模态7：当谐振电路能量消耗完毕后，此时电路与普通Buck电路开关管关断时工作状态相同。

实验仿真验证结果如图6 所示，场效应管M 开通时的电流变化率得到了有效抑制，关断时出现的电流尖峰较小，能够满足电磁干扰的要求。

图6 场效应管M的输入电流仿真波形图

含缓冲电路的软开关拓扑早期较常用于Buck、Boost电路，由于在软开关拓扑建模时，没有考虑内部元件的寄生参数，实验仿真结果与实物是存在误差的。并且利用电阻消耗多余的能量，属于有损缓冲，在大功率场合下存在较大的导通损耗，效率较低。

（2）利用辅助开关的软开关拓扑

出于提高效率角度与降低电流有效值，进一步提高系统的功率级角度考虑，由于市面上存在可同时驱动主开关与辅助开关的芯片，为研究人员通过引入辅助开关实现软开关提供了可行性。该类拓扑常将开关管替换二极管，使系统含有多个可控开关管，系统一般为CCM 模式。有学者提供了多种同步整流Buck 电路模型[27]，工作方式均为利用并联电容钳位使主开关近似零电压关断，通过辅助开关与辅助电感支路使续流二极管零电流关断，再使辅助电感与开关寄生电容发生串联谐振，实现主开关零电压开通。然而，主开关电流应力或电压应力增加，辅助电路不能实现软开关，额外损耗使系统效率提升不明显，反而体积、质量与成本增加。随着一种双辅助谐振极型软开关逆变器的回路拓扑的提出[28]，可有效避免因回路配线形态所带来的回路寄生电感和寄生电容对辅助开关管的ZVS关断所造成的影响，确保辅助开关管可靠的实现ZVS关断。一种同步整流Buck 变换器全软开关电路及其控制方法[29]如图7所示。该拓扑共有8个工作模态，如图8所示。

图7 同步整流Buck 电路

图8 同步整流Buck电路工作模态

模态1：Ucr=UDC，设此时Q1 受控关断，可知Q1 为ZVS关断；Ucr为负载供电，电压逐渐减小。

模态2：此时Ucr减小为0，与Q2 反并联的二极管导通，将Q2两端电压钳位在零电位。

模态3：Q2 受控信号来临，Q2 实现ZVS 导通，L 继续为负载供电。

模态4：Qr1 受控实现ZCS 导通，Dr 受控导通，此时iL减小而iLr增大。

模态5：由于Q2 并联电容Cr，当Q2 受控关断时，两端电压缓慢上升，可近似认为ZVS 关断；此时Cr 与L和Lr并联电感发生谐振，直到Ucr等于输入电压UDC。

模态6：Q1反并联二极管导通，将Q1两端电压钳位在零电位；L受正电压，iL增大，iLr不断减小。

模态7：Q1受控ZVS导通。

模态8：Qr1 支路电流减小，实现ZCS；其中DP 作为缓冲支路，防止Qr1 早于Q1 关断，为电流提供续流回路，防止Q1过压。

该拓扑实现主开关与同步整流开关零电压开通与近似零电压关断，提高Buck电路的工作效率。

利用辅助开关实现软开关，能够使各开关管近似实现ZVS 或ZCS，但对拓扑的控制电路比较复杂，而控制电路是DC/DC 变换器中的敏感部分，因此对控制电路的抗扰度有较高要求。

（3）利用电路参数的软开关拓扑

为了简化控制电路、不增加电压电流应力且能够实现软开关设计，研究人员进一步探索，采用利用电路中的寄生参数，参与软开关的设计减少器件的使用，同时不另外增加开关管能够简化控制电路设计难度。一种单开关软切换PWM正向变流器工作时有源开关上无电压应力，电流应力很小[30]。这些软开关变流器接近运行于无开关损耗的状态。一种新型的无高压电流应力的PWM软单开关升压变换器[31]，该变换器不需要任何额外的开关来实现软开关，且可扩展到其他非隔离和隔离单开关DC/DC变换器。而利用互容和互感的消去理论[32]，可提出5种开关管寄生电容消去方法，在不同场合下使用不同方法可以消去共模干扰、差模干扰。在此基础上衍生的一种基于开关寄生电容抵消的电磁干扰减小技术[33]，将该技术应用于变频器能相当大降低传导电磁干扰水平。PWM软单开关升压变压器拓扑如图9所示，系统共有6个工作模态，如图10所示。

图9 PWM SSS（Soft-Single-W-Switched）Boost电路

图10 PWM SSS Boost 电路工作模态

模态1：开关管S 受控开通，由于与Lr1 串联，电流缓慢增加，可认为是ZCS开通；iLr1增加，流过二极管Do的电流iDo减少；Cr两端电压等于输出电压。

模态2：二极管Do 上的电流减小到0，自然关断，由于Cr电压钳位，可认为二极管ZVZCS；Cr与输入电压向Lr1支路与负载供电，UCr减小。

模态3：当UCr电压减小为0，二极管D1ZVS 导通，将电压钳位在零电位。

模态4：S 受控ZVS 关断，Lr2 支路与输入电压给Cr充电。

模态5：UCr 等于输出电压时，二极管DoZVS 导通；Lr2支路与输入电压向负载供电，iLr2减小。

模态6：电路与普通Boost开关管导通时状态相同。

将Lr1改用一个匝数比为n的耦合电感，改造后电路如图11 所示，该拓扑具有以下优势：不需要任何额外的开关来实现软开关，简化了控制电路；消除开关管漏地间寄生电容；在所有的转换器类型中，开关是在零电流条件下打开，在几乎零电压条件下关闭。

图11 消除漏地寄生电容的PWM SSS Boost 电路

将耦合电感部分利用Y-Δ 等效电路进行等效转换，可以得到一个π 形电路图，总可以在匝数大的一侧获得一个负电容，在电路设计时，可以利用该电容抵消开关管寄生电容的作用。在输入侧加入LISN 进行仿真，由仿真结果可以发现，利用耦合电感抵消漏地寄生电容后，大大减小了共模干扰。如图12～13所示。

图12 利用耦合电感产生负电容

2.3 其他抑制技术

（1）改善PCB 布局。PCB 电路板的合理走线与布局设计也可以减小电磁干扰。可以通过增大线间距离来降低电容耦合与线间互感。实施静电屏蔽，屏蔽层采用网格接地的方法可以有效降低辐射干扰。减小干扰源和敏感电路的环路面积，可以减小寄生电容，而利用功率器件固有的寄生电容在功率电路中构造动态电位平衡节点[34]，使得流过该节点对地的、大小相同方向相反的共模位移电流互相抵消，进而抑制流入源端的共模电流，但其使用范围相对较小。因此进行进一步改进，如图14所示[35]，与n2、n3、n4相连的电容为主电路与保护地之间的寄生电容，数值小，因此能够造成的电压变化率很小，所产生的共模干扰可以忽略不计，因此n2、n3、n4可认为是稳定的电压节点。而n1所连的电容包括与散热器相连的寄生电容Cm，其数值较大，在高频工作下会产生很大的电压变化率，因此n1是一个动态点。通过将电感与二极管连接在输入负端，将动态点从n1转变为n3，再利用PCB 布局，减小n3的回路面积便可减小寄生电容，进而达到减小共模干扰的作用。

图14 Boost 电路与保护地间的寄生电容

图15 稳定节点的Boost 电路电路

（2）提高控制回路的抗敏性。为了防止电平信号中的毛刺，利用软件编程技术，可以通过多次采样的数字滤波方法来滤除干扰信号，减少引起软件的误判断及误动作；开关元件的驱动脉冲信号增加负电平，提高驱动信号的抗干扰能力；驱动信号采用光纤传输技术，光纤适宜于远距离传输，具有抗干扰能力强的特点。

（3）合理分布元器件。应尽量将相互关联的元器件摆放在一起，以避免因器件离的太远而造成印制线过长所带来的干扰；将输入信号和输出信号尽量放置在引线端口附近，以避免因耦合路径而产生的干扰；敏感电路或元件要远离发热源；主电路输入线、输出线、EMI 滤波器、控制信号线与高压脉冲信号线分开走线；电缆不贴着金属外壳和散热器走线，最好使每个功率管用一个独立的散热片并保证一定距离等。

（4）形成有效接地。能够连在一起的地应尽量连在一起，接地点尽量粗一点，还可以尽量加粗地线宽度，减少环路电阻。若地线很细或者接地点很小，接地电位则随电流的变化而变化，使抗噪声性能变坏。

（5）采用频率抖动技术。利用扩散频谱能量来降低谐波幅值。该方法相对于恒定开关频率PWM控制方式而言的，其“抖动”是指PWM 发生器在脉宽调制的同时，开关频率围绕某个固定频率变化。实质上是在总能量不变的前提下，将集中在谐波上的能量扩散到该频率附近的一定带宽内，从而得到较低的幅值，降低EMI噪声。

3 发展与展望

DC/DC 变换器中最主要的干扰源就是内部的高频开关管与二极管，研究人员从早期功率较低且只能实现部分开关管软开关到后期控制简单且基本上实现器件的地电压电流应力与软开关。在软开关技术应用于电磁干扰抑制上，科研人员已经有了长足的发展。

（1）利用电路寄生参数实现软开关。利用电路自身寄生参数作为谐振回路环节的设计较少，在设计软开关电路时考虑的寄生参数大多为开关管的结电容、漏地电容，忽略了RLC 高频等效电路中存在的寄生参数。随着变换器趋于高频化，这些寄生参数将能够与主电路RLC在数量级上可比拟，势必需要考虑这些寄生参数对电路工作的影响，同时如何保证不增加拓扑控制的复杂度，提高拓扑的性能，还有待未来学者进行研究。

（2）提高DC/DC 变换器抗扰度。目前，科研人员针对DC/DC 主电路拓扑结构、控制电路的调制方法，在电磁干扰抑制上做了大量的研究。最大限度地降低DC/DC变换器对外界产生的传导干扰、辐射干扰。

实际上，外界甚至同一产品的不同单元都存在电磁干扰，可能对DC/DC 变换器的正常工作产生影响。较少文献能够讨论变换器内部环节对外界电磁骚扰的敏感度；控制电路为弱电回路，容易受到变换器主电路强电的干扰，未来的科研人员可以探究如何保证控制电路可靠控制主回路。

4 结束语

由于电力电子元器件的广泛使用，如何做好其自身的抗干扰实为研究相关领域的重点。而电磁兼容技术在以DC/DC 为典型的开关电源运用中具有较强的专业融合性。为此，本文从软开关技术出发，首先从干扰源、变换器对外界的影响与外界对变换器的影响3 个角度阐述了DC/DC 变换器的电磁兼容性问题；其次，仔细介绍了软开关技术的发展和总结了利用软开关技术进行电磁干扰抑制的措施，同时也对其他电磁抑制措施进行简单概述；最后，从考虑电路寄生参数与DC/DC 变换器抗扰度角度提出了未来展望。希望有关学者能够了解应用于开关电源的电磁兼容技术，以实现更优质的电磁兼容设计。