基于逆变器交流侧的四开关功率解耦技术研究

章勇高, 付伟东, 刘鹏, 樊越

(华东交通大学 电气与电子工程学院,江西 南昌 330013)

0 引 言

两级式逆变器在中、低功率变换中有着广泛应用。由于该变换器交流侧输出电压和输出电流呈正弦规律变化,交流侧瞬时功率包含直流分量和二倍频脉动功率[1-2]。二倍频脉动功率会使得系统的直流侧出现显著的二次电流纹波或二次电压纹波,在不同的应用场合,直流侧低频纹波会导致不同的问题。例如,二次电压纹波会降低光伏逆变器转换效率,二次电流纹波会导致电池供电系统发热。为了解决这一系列问题,目前应用最广泛的方法是在直流母线上并联大容量电解电容,以吸收系统中的二倍频脉动功率;另一种方法是将二倍工频谐振频率的LC支路与直流母线并联。以上无源解耦方法易于实现,然而大容量电解电容存在体积大、寿命短的特点。随着高功率密度的发展以及对电力电子变换器耐用、低故障率的要求,研究其它功率解耦方法以替代大电解电容,实现两级式单相逆变器的无电解电容化成为近期热点之一。

最简单的解耦思路就是将二倍频脉动功率转移到另一个寿命较长的电感或者薄膜电容等储能元件上。文献[3]用解耦电感来缓冲二倍频脉动功率,然而由于单一电感储能有限,难免造成感性元件尺寸过大。相比之下,薄膜电容作为储能元件更为理想。文献[4-6]针对含有高频变压器的两级式逆变器,利用变压器多绕组的特点,通过增加变压器绕组以设计功率解耦单元,从而可以采用薄膜电容实现脉动功率缓冲。该方案虽然具有输入输出电气隔离和消除共模漏电流的优点。然而文献[7-8]指出,从逆变器中移除变压器,系统可提高1%～2%的效率。因此,非隔离型逆变器的有源功率解耦技术研究更加具有实用价值。

有源功率解耦技术主要有开关器件复用型和独立型两大类。开关器件复用型功率解耦技术是指有源功率解耦电路与两级式逆变器主电路共用开关器件,该技术具有减少系统开关元件、降低变换器成本的优势。文献[9-10]采用差分Buck逆变器,通过对交流侧两个滤波电容注入相应的差模、共模分量,在保证正弦交流电压输出的同时实现二倍频脉动功率的储存,然而该解耦拓扑调制度较低。文献[11-13]采用Boost型差分逆变器实现功率解耦,其拓扑调制度有所提高,但滤波电容电压需高于直流输入电压。文献[14]采用Buck-Boost型差分逆变器实现功率解耦,其调制度具有较大的自由度,变换器可工作在连续和断续的状态下,但开关管具有更大的电压应力。采用以上以差分电路为基础的复用型解耦方案,虽然一定程度上消除了直流侧二次电流纹波,但却引入了4倍频脉动分量。文献[15]基于差分Buck解耦电路的基础,在直流母线增加一组桥臂。将该桥臂中点与两个滤波电容的中点相连,对滤波电容注入基频共模分量,实现消除二次电流纹波的同时也抑制了直流侧的四倍频脉动分量。文献[16]以一组串联电容来替换文献[15]中的桥臂,减少了开关管数量,同样抑制了直流侧二次、四次谐波。但该类逆变器的解耦电容不仅要提供逆变环节所需要的额定输出功率,还需供应解耦环节的二倍频脉动功率,因而解耦电容的利用率不高。

在独立型有源功率解耦电路方案中,解耦环节与逆变环节相分离,解耦电容仅需处理二倍频脉动功率,可大大提高解耦电容的利用率,且控制系统可分开设计。根据解耦电路接入位置的不同可以有直流侧和交流侧之分。文献[17-18]提出一种直流侧接入的H桥型四开关解耦电路,利用40 μF的解耦电容实现235 W的功率解耦,该方案中解耦电容电压为正弦交流电压且其峰值不受制于直流母线电压。文献[19-21]将H桥四开关电路与一直流电容串联后并接在直流母线上,构成有源功率解耦电路,通过控制H桥交流侧电容上的电压,进而实现二倍频脉动功率的补偿,该方案具有开关管电压应力较小的优点。文献[22-26]将双向变换器并联于直流母线电容两端,以电流补偿方式吸收二倍频脉动功率,其解耦电容电压为耦合二次电压纹波的直流电压。文献[27]将双向变换器嵌入到DC-DC级,使其在运行过程中与前级直流输入源等效串联,实现功率解耦。该方案间接增大了直流母线的等效电压,从而降低解耦电容值。以上的直流侧接入解耦电路能够较好的实现单相逆变器的二倍频脉动功率的缓冲,但是解耦电路的运行受制于直流母线电压大小及其脉动峰峰值。文献[28-30]通过在交流侧接入LC支路和一个半桥式桥臂,构成交流侧解耦电路。该解耦电容电压为基频正弦交流电压,其幅值不受直流侧电压的限制。文献[31]对解耦电容电压分别是直流电压和交流电压的不同解耦方案进行比较分析,得出在相同功率等级直流型解耦电容在体积、效率方面优于交流型解耦电容。在此基础上,文献[32]提出了逆变器交流侧解耦方案,以六开关解耦电路作为能量缓冲单元,将脉动功率控制在交流侧,有利于降低解耦电容容值,适应于多种类型逆变器。

为了减少解耦电路的开关数,本文在六开关解耦电路的基础上,采用一种四开关解耦电路拓扑结构,将二倍频正弦交流电压和给定的直流偏置量注入解耦电容。该解耦电路并联于逆变器交流侧,缩短了脉动功率的导通回路,减小了线路中的无功损耗。而解耦电容仅需供应解耦环节的二倍频脉动功率,提高了电容利用率。相比于六开关解耦电路,其开关管电压应力更小、开关器件更少。此外,交流侧四开关解耦电路不改变主电路拓扑结构,逆变器主电路与解耦电路的控制相互独立,有利于传统设备的改造,实现资源合理优化。

本文首先阐述逆变器的功率耦合关系,分析解耦电路的工作原理,进而对解耦电路各开关管的驱动脉冲进行逻辑分配。根据瞬时脉动功率大小以计算驱动脉冲的占空比,以实现对系统中二倍频脉动功率的补偿。最后,通过建立仿真模型和实验样机对解耦电路进行验证,验证结果都表明该解耦电路和控制策略的有效性。

1 逆变器功率耦合关系

在两级式逆变器系统中,us(t)、is(t)分别为负载电压和流过负载的电流,设其表达式为:

(1)

式中:Vo、Io分别为us(t)和is(t)的有效值;φ为功率因数角;ω为us(t)和is(t)的角频率。令T=2π/ω,f=1/T;T、f分别为us(t)和is(t)的周期和频率。故交流侧瞬时输出功率Po(t)的表达式为

Po(t)=us(t)is(t)=

(2)

由式(2)可知,交流侧瞬时输出功率Po(t)由有功功率Pn和二倍频脉动功率Pd(t)组成。而二倍频脉动功率Pd(t)的振荡频率为2f,使得前级DC/DC环节产生二次电压纹波或二次电流纹波。对于纯阻性负载R,φ=0,Pn及Pd(t)满足:

(3)

在式(3)中,令二次纹波为零,即Pd(t)=0,在(0,T)一个工作周期内可得t=T/8、3T/8、5T/8、7T/8。根据实际电路的负载电压us(t)极性和二倍频脉动功率Pd(t)极性分析,可将(0,T)工作区间的逆变器工作过程分为4种模式,如表1所示。

表1 逆变器4种工作模式

负载电压us(t)和二倍频脉动功率Pd(t)在(0,T)内的时域关系如图1所示,us(t)关于其零点呈中心对称,Pd(t)关于轴t=T/2对称,故us(t)、Pd(t)满足:

图1 Pd(t)和us(t)的时域关系

(4)

在此基础上,设置方波信号R1、R2,以跟踪us(t)、Pd(t)的极性。R1的频率与us(t)相同,其高、低电平分别表示us(t)的正、负半周;R2的频率与Pd(t)相同,其低、高电平分别表示Pd(t)的正、负半周。

2 四开关功率解耦电路

2.1 功率解耦电路工作原理

在图2所示的两级式逆变器系统中,Uin为前级DC/DC电路的输入电压,Ib为输入电流,uDC(t)为母线电容Cb两端电压。逆变器的驱动信号采用单极性调制策略,开关周期为Ts,交流侧滤波前输出电压为Uinv。

图2 两级式逆变器系统

如上图2所示,四开关功率解耦电路并联在交流输出侧两端,由开关管S1～S4、解耦电容Cd和解耦电感Ld构成。uCd(t)为薄膜解耦电容Cd两端电压,iLd(t)为解耦电感上的电流。解耦电路工作周期、开关周期与逆变器主电路相同,在(0,T)内,与逆变器4种模式相对应,解耦电路同样分为如下4种工作模式。

1)工作模式I。

工作模式I如图3所示。该模式下,S4为主控开关管,受脉冲宽度调制(pulse width modulation,PWM)信号控制,S1、S2、S3断开。D(n)为PWM信号的占空比,D′(n)为主控开关管的关断时间与开关周期Ts的比。D(n)Ts、D′(n)Ts分别为主控开关管在开关周期内的导通、关断时间;UCd(n)、UDC(n)分别为解耦电容电压uCd(t)和母线电容电压uDC(t)在开关周期内的平均值。根据S4的通断状态,可分为阶段1和阶段2。

图3 工作模式I

阶段1:设S4在tI时刻开通,解耦电路内部导通回路为Uinv→S4→D2→Ld→Uinv。解耦电感电流iLd(t)以及解耦电容电压uCd(t)在该导通回路中的变化趋势满足为:

(5)

其中[tⅠ

iLd(t)在[tI+D(n)Ts]时刻上升至ILd(n),则

(6)

阶段2:S4在[tI+D(n)Ts]时刻关断,解耦电路内部电流回路为Uinv→D3→Cd→D2→Ld→Uinv,在该电流回路中,电感Ld和与解耦电容Cd发生谐振,直至iLd(t)从峰值ILd(n)下降归零。依据二阶电路

(7)

其中[tⅠ+D(n)Ts

动态响应原理,通过拉氏反变换,uCd(t)以及iLd(t)的函数表达式为

iLd(t)在[tI+(D(n)Ts+D′(n)Ts]时刻下降至零,关断时间D′(n)Ts表达式为

(8)

2)工作模式II。

工作模式II如图4所示。该模式下,S3为主控开关管,受PWM信号控制,S2保持常通,S1、S4断开。根据S3的通断状态,可分为阶段1和阶段2。

图4 工作模式II

阶段1:设S3在tII时刻开通,解耦电路内部导通回路为Uinv→Ld→S2→Cd→S3→Uinv。在该电流回路中,电感Ld和与薄膜电容Cd发生谐振。通过拉氏反变换,iLd(t)以及uCd(t)在该阶段的表达式满足:

(9)

其中[tⅡ

iLd(t)在(tⅡ+D(n)Ts)时刻到达峰值ILd(n),则

(10)

阶段2:S3在[tⅡ+D(n)Ts]时刻关断,解耦电路内部导通回路为Uinv→Ld→S2→D4→Uinv。该阶段iLd(t)由峰值ILd(n)下降到零,则

(11)

其中(tⅡ+D(n)Ts

iLd(t)在[(D(n)Ts+D′(n)Ts]时刻下降至零,则关断时间D′(n)Ts表达式为

(12)

3)工作模式III和工作模式IV。

工作模式III如图5所示。该模式下,S3为主控开关管,受PWM信号控制,S1、S2、S4断开。根据S3的通断状态,可分为阶段1和阶段2。阶段1的导通回路为Uinv→Ld→D1→S3→Uinv,iLd(t)经过D(n)Ts的时间到达峰值ILd(n)。阶段2的导通回路为Uinv→Ld→D1→Cd→D4→Uinv,该阶段iLd(t)经过D′(n)Ts的由峰值ILd(n)下降至零。

图5 工作模式III

工作模式IV如图6所示。该模式下,S4为主控开关管,受PWM信号控制,S1保持常通,S2、S3断开。根据S4的通断状态,可分为阶段1和阶段2。阶段1导通回路为Uinv→S4→Cd→S1→Ld→Uinv,iLd(t)经过D(n)Ts的时间到达峰值ILd(n)。阶段2的导通回路为Uinv→D3→S1→Ld→Uinv,该阶段iLd(t)经过D′(n)Ts的由峰值ILd(n)下降至零。

图6 工作模式IV

由工作模式I-IV的电流回路可知,工作模式III中的解耦电感电流方向与工作模式I相反,工作模式IV中的解耦电感电流方向与工作模式I相反。此外,由于瞬时解耦功率Pd(t)的周期为T/2,即解耦电路在模式III、IV时的充放电关系与模式I、II时相同。由此可知,iLd(t)满足:

(13)

由此可得模式III、IV中iLd(t)的时域函数,故本文不再赘述。

2.2 功率解耦电路开关时序

由解耦电路4种工作模式分析,整理可得表2。

表2 最优配置的适应函数值

当逆变器系统工作于模式I、III时,解耦电路储存逆变器主电路的二倍频脉动能量;逆变器系统工作于模式II、IV时,解耦电路上储存的二倍频脉动能量向逆变器主电路释放。

随着解耦电路工作模式的切换,PWM信号主要在开关管S3和S4之间切换。常通信号分别在模式II、IV区间控制开关管S2和S1,辅助解耦电路的放电过程。由此可得S1～S4、R1、R2、PWM信号在(0,T)内的逻辑关系,如图7所示。

图7 解耦电路驱动信号

S1、S2的驱动信号的周期为T,占空比为0.25,其中S2驱动信号的相位相较于S1滞后T/2。而S3和S4的驱动信号各分为3段,其特点皆为充电区间两段,放电区间一段,放电区间的时间长度是充电区间的两倍。开关管S1～S4的驱动信号可由R1、R2、PWM信号进行逻辑组合,其逻辑表达式为:

(14)

由此可知,S1、S2的驱动信号仅与方波信号R1、R2相关,而S3、S4既与R1、R2相关,又与PWM信号相关。故R1、R2信号控制S1～S4的协调工作,PWM信号控制系统的瞬时解耦功率。

3 控制策略

由于本文提出的四开关解耦电路并联在逆变器系统的交流侧,此时解耦电路和逆变器系统的控制策略可独立设计,下面将对解耦电路的控制策略进行设计。解耦电路开关管S1～S4的协调工作的逻辑时序与us(t)和Pd(t)的极性相关,而PWM信号的占空比D(n)与Pd(t)的绝对值相关。在一个开关周期Ts内,逆变器主电路需解耦的能量W(n)控制PWM信号占空比D(n)大小,本文称之为脉冲能量调制控制策略。

解耦电路在第n个开关周期[(n-1)Ts,nTs]内,需解耦的能量为

(15)

W(n)与负载电压us(t)、负载电流is(t)相关,故需对us(t)、is(t)进行实时采样,以获取解耦电路需解耦的能量。由于Pd(t)的周期为T/2,解耦电路在模式III、IV的充放电能量关系分别与模式I、II相同,故W(n)和PWM信号占空比满足:

(16)

解耦电路在模式I、III的阶段1从逆变器吸收的能量分别为W11(n),其表达式为

(17)

解耦电路在模式I、III的阶段2从逆变器吸收的能量为W12(n),其表达式为

(18)

在充电区间的开关周期内,解耦电路从直流侧吸收的能量W(n)的表达式为

W1(n)=W11(n)+W12(n)=

(19)

故模式I、III时,电流峰值ILd(n)表达式为

(20)

由此可推导出充电状态下脉冲能量调制信号的占空比为

(21)

由于模式I、III的工作区间为(0,T/8)、(3T/8,5T/8)、(7T/8,T),故整数n的取值范围为

(22)

解耦电路在模式II、IV的阶段1从逆变器吸收的能量为W21(n),其表达式为

UDC(n)[UCd(n)-UDC(n)]×

(23)

解耦电路在模式II、IV的阶段2从逆变器吸收的能量为W22(n),其表达式为

(24)

在放电区间的开关周期内,解耦电路向交流侧释放的能量为W2(n),其表达式为

W2(n)=W21(n)+W22(n)=

(25)

故电流峰值ILd(n)表达式为

(26)

由此可推导出充电状态下脉冲能量调制信号的占空比为

(27)

由于模式II、IV的工作区间为(T/8,3T/8)、(5T/8,7T/8),因此整数n的取值范围为

(28)

由式iLd(t)、ILd(n)的函数表达式斜率及可得解耦电感电流iLd(t)在单个工作周期T内的理论波形,如图8所示。

图8 解耦电感电流iLd(t)

设a为负载电压us(t)的任一零点时刻,b为a后下一相邻零点时刻。在瞬时解耦功率Pd(t)的任一周期内,解耦电路分别工作于充电、放电、充电。在工作区间[a,b]内,QIa、QIb分别为解耦电路从主电路先后充电吸收的能量,QII为解耦电路向主电路释放的能量,其表达式为:

(29)

设解耦电容电压uCd(t)在零点时刻a、b处的电压值分别为UCd(a)、UCd(b),其表达式满足

(30)

设Uav为uCd(t)在零点时刻的目标值,亦为uCd(t)直流偏置量的给定值。当解耦电路稳定运行时,uCd(t)在us(t)的零点时刻满足UCd(a)=UCd(b)=Uav。在解耦电路运行过程中,需要对PWM信号的占空比D(n)在充、放电模式中分别增加比例系数KI、KII,其中,KI对解耦电路的充电过程进行调节,控制主电路二倍频脉动功率的吸收程度。KII对解耦电路的放电过程进行调节,以维持解耦电路的稳定。根据解耦电路充放电过程中的能量关系,可将其分为稳态、启动、不稳定3种状态,如表3所示。

表3 解耦电路状态

当解耦电路处于启动过程时,QII>QIb,解耦电路在逆变器正负半周期的解耦不对称,系统通过减小KI或增大KII使得QIa、QIb趋近于相等。当解耦电路出现QII>QIa+QIb,解耦电路为不稳定状态,此时UCd(a)>UCd(b),需减小KII使系统达到稳定。

4 仿真验证

为验证四开关功率解耦电路的理论分析的正确性,在表4仿真参数的基础上进行仿真实验。

表4 仿真参数

解耦电路稳定运行时,iLd(t)和uCd(t)的仿真波形如图9所示。在解耦电容电压uCd(t)的一个工作周期(0.01 s)中,其动态趋势为上升、下降、上升,其与主电路的能量交互过程为充电、放电、充电,而解耦电感电流与之对应的模式为I、II、I(或III、IV、III)。uCd(t)为直流电压,iLd(t)为交流电流,在充电时其上的的峰值电流为13 A,放电时的峰值电流为11 A。解耦电容uCd(t)上耦合了二次电压纹波,其直流偏置量为350 V,峰峰值为78 V。

图9 解耦电路波形

当两级式逆变器的直流侧母线电容Cb为30 μF,且系统中四开关功率解耦电路不工作时,两级式逆变器的的仿真结果如图10所示。Cb作为系统主要储能元件,吸收系统中的二倍频脉动功率。Cb两端电压uDC(t)的直流偏置量为200 V,耦合的二次电压纹波的峰峰值为106 V;直流侧输入电流Ib的平均值为4.2 A。逆变器输出电压Uinv高频脉冲序列输出幅值不均,负载电压us(t)波形畸变。

图10 解耦前主电路仿真波形

当解耦电路开始运行后,逆变器系统中产生的二倍频脉动功率脉动转移至四开关解耦电路中,此时,解耦后的主电路仿真结果如图11所示。母线电容电压uDC(t)耦合的二次电压纹波的峰峰值为14 V。直流侧输入电流Ib的平均值为4.58 A。逆变器输出电压Uinv高频脉冲序列平直,且负载电压us(t)波形接近正弦波。

图11 解耦后主电路仿真波形

图12(a)为解耦电路投入运行前,母线电容电压uDC(t)吸收了100 Hz的纹波分量,其纹波含量为26.13%。图12(b)为解耦电路投入运行后,二倍频纹波分量得被有效抑制,电路的纹波含量为3.52%。

图12 母线电压uDC(t)的FFT分析

综合以上仿真结果可知,两级式逆变器系统中的母线电容的容值与其功率等级不匹配时,直流母线上的二次电压纹波的峰峰值较大,与此同时,逆变器输出电压波形质量较差。在该状态下,将四开关解耦电路接入逆变器交流侧,系统中的二倍频脉动功率转移至解耦电容中,主电路中的二次电压纹波的峰峰值大幅度降低,并且交流侧的输出波形质量得到改善。

5 实验验证

在四开关解耦电路理论分析及仿真验证的基础上,搭建了一台200 W的实验样机来进行该方案实验验证。该样机的母线电容Cb和解耦电容Cd分别选取40、10 μF的薄膜电容,如图13所示。实验平台参数见表5。

图13 解耦电路实验平台

表5 实验平台参数

图14为解耦电路开关管S1～S4的驱动信号波形分别。由图可知,S1、S2的驱动信号占空比均为0.25,S3、S4的驱动信号各分为3段,其特点皆为两段较短,一段较长。S3、S4在放电过程的PWM信号分别与和S1、S4的高电平相对应。

图14 解耦电路驱动信号

图15为电感电流iLd和输出电压Uinv的实验波形。在逆变器的一个运行周期T内,4种模态的电流分布顺序是I、II、I、III、IV、III,且在各区间的区间长度比值为1∶2∶1∶1∶2∶1。解耦电感电流iLd在模式I、IV区间正向流动,而在模式II、III区间反向流动。

图15 Uinv与iLd(t)的实验波形

图16为解耦电感电流iLd(t)、解耦电容电压uCd(t)的实验波形。图中uCd(t)的直流偏置量为350 V。解耦电路工作时,解耦电容Cd储存系统中的二倍频脉动功率,uCd(t)在模式I、III时上升,在模式II、IV时下降,其上升和下降过程分别对应解耦系统的充电和放电。uCd(t)的电压波动范围为290～392 V。解耦电容Cd上的二次电压纹波的峰峰值为102 V,其频率与瞬时解耦功率Pd(t)相同。

图16 解耦电路波形

图17(a)和图17(b)分别为解耦电路未投入运行时的直流侧和交流测电压电流波形图。由于解耦电路未运行,40 μF的母线电容为缓冲系统二倍频脉动功率的主要储能器件,故母线电容电压耦合了二次电压纹波。直流侧母线电容电压uDC(t)的直流偏置量为200 V,二次电压纹波的峰峰值为70 V,由uDC(t)的频谱分析可知,其100 Hz谐波含量为24 V。在两级式逆变器的DC/DC环节,将二倍频脉动功率引入直流侧母线电容,故直流侧输入电流保持平直,无大幅度的二倍频电流波动。直流侧输入电流Ib的平均值为4.6 A。受直流母线侧二次电压纹波影响,Uinv高频脉冲序列的输出幅值不均匀,逆变器滤波前输出电压us(t)的波形质量较差。

图17 解耦电路投入运行前

图18(a)和图18(b)分别为解耦电路投入运行后,逆变器直流侧输入量和交流测输出量的电压电流的实验波形。母线电容电压uDC(t)的直流偏置量为200 V,二次电压纹波的峰峰值为14 V。在uDC(t)的频谱分析中,100 Hz谐波含量为5 V。由此可得,母线电容Cb上的二次电压纹波的峰峰值下降了80%(由70 V降至14 V)。直流侧输入电流Ib的平均值为4.8 A。从图中可以看出,在滤波前输出电压Uinv的高频脉冲序列平稳,负载电压us(t)波形质量接近正弦波。

图18 解耦电路投入运行后

为测试四开关解耦电路对直流侧母线电容Cb容值的减小程度,在图13实验平台中,断开四开关解耦电路的连接,两级式逆变器选用不同容值的电容进行解耦效果测试。测试结果表明,220 μF电解电容对二倍频脉动功率的吸收效果与四开关功率解耦电路相同,实验测试结果如图19所示。

图19 大电解电容方案

综合上述的试验结论可以得出,小体积薄膜电容若作为母线电容连接二级式逆变器系统,将造成交流侧输出电流波形的失真,从而增加了直流侧二次纹波摆幅。逆变器的双侧并联电源解耦系统可有效控制直流侧二次纹波分量,缓解因小体积薄膜电容而产生的交流侧输出电流畸变。

6 结 论

本文采用并联于交流侧的四开关有源功率解耦电路进行单相逆变器二倍频脉动功率的缓冲。首先,通过讨论解耦电路的工作模式得到4个开关管的控制时序和控制逻辑关系,发现每一时刻只有其中一个开关管需要高频控制且其控制脉冲宽度与需要缓冲的瞬时能量值有关。其次,基于脉冲宽度与瞬时能量之间的关系,设计了脉冲能量调制策略,从而对四个不同工作模式下的瞬时能量进行精准补偿。最后,搭建了Simulink仿真平台及200 W基于四开关解耦电路的逆变器实验样机。仿真和实验表明,当采用四开关解耦电路时,逆变器仅需40 μF母线电容和10 μF解耦电容即可与传统逆变器中220 μF电解电容的解耦效果相同。因此,采用四开关功率解耦电路后,单向逆变器的直流侧低频谐波不再依赖于大电解电容抑制,从而提高了系统的可靠性,延长了系统的使用寿命。