同步降压DC/DC 变换器的损耗分析

王英静，纪 飞，刘尚江，管 月

（中国电子科技集团公司第五十八研究所，江苏 无锡 214035）

0 引 言

同步降压DC/DC 变换器采用的整流管是具有低导通电阻的功率MOSFET。该整流管相较于传统的肖特基二极管，不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压[1]，可以有效降低整流损耗，提高转换效率，特别适用于低压、大电流的应用，如ASIC 和FPGA 内核电源[2-3]。

基于LTC3855 控制器，本文设计了一种双通道输出的同步降压DC/DC 变换器，变换器的基本结构如图1 所示，包括输入电压源VIN、输入电容CIN、控制器LTC3855、功率开关管Q1、同步整流管Q2、储能电感L和输出电容COUT。LTC3855 是一款双通道、多相、电流模式、同步降压型开关稳压控制器，用于驱动N 沟道功率MOSFET，可支持突发模式、脉冲跳跃模式或强制连续导通模式[4]。默认电路采用DCR 电流检测方式，处于强制连续导通模式。

图1 同步降压DC/DC 变换器的基本结构

变换器的工作原理为：功率开关管Q1和同步整流管Q2在脉宽调制（PWM）信号控制下，交替地导通与关断。当Q1导通、Q2关断时，输入电压加到电感的左端，使流过电感上的电流线性地增加，电感储存的能量也增加，电流路径如图2a）所示；当Q1关断、Q2导通时，由于电感电流不能突变，因此电感上会产生感应电压，以维持电感上的电流不突变，储存在电感中的磁场能量转换为电能，电感上的电流线性减小，输出电容放电与电感电流叠加为负载供电[5]，电流路径如图2b）所示。

图2 降压DC/DC 变换器的工作原理

根据变换器的组成和工作原理，变换器的损耗主要包括电感损耗、功率开关管损耗、同步整流管损耗、电容损耗和控制器损耗。

1 电感损耗

电感是电抗元件，自身不消耗能量，但是由于寄生参数的影响，存在一定的功率损耗。电感损耗包括线圈损耗和磁芯损耗[6]。线圈损耗是由线圈的直流电阻（DCR）导致的，可用下式估算：

式中IL是平均电感电流。对于降压变换器，平均电感电流IL与负载电流IO相等。

磁芯损耗主要包括磁滞损耗和涡流损耗[7]。磁芯损耗与磁芯的频率、材料相关，很难估测，可以借助厂家online 计算工具，得到相应的磁芯损耗。

2 功率开关管损耗

N 沟道增强型MOSFET 是利用栅极电压控制漏极电流，具有驱动电路简单、开关速度快、工作频率高等特点，在高频开关电源中常被用作开关管[8]。但MOSFET并非理想器件，在完全关断时，仍有微小的漏电流；在完全导通时，存在微小的正向压降，会产生明显的导通损耗。MOSFET 的导通过程如图3 所示。从图中可以看出，由于寄生电容的存在，存在V-I交叠区，产生开关损耗[9]。对于功率开关管，主要损耗包括导通损耗、开关损耗和驱动损耗。功率开关管的导通损耗为：

图3 MOSFET 导通过程

式中：RDS(on)是开关管的导通电阻；IRMS是开关管上电流的有效值。IRMS公式如下：

式中，r是电流纹波率，考虑到变换器的整体应力和尺寸，取r=0.4。

功率开关管的开关损耗计算公式如下：

功率开关管分为开通和关断两个过程，对应的损耗分别为：

式中：QSW为栅极驱动电荷；Igr为栅极充电电流；Igf为栅极放电电流。

功率开关管的总开关损耗为：

在功率开关管开通和关断过程中，驱动电路对栅源电容放电所引起的损耗称为栅极驱动损耗[10]。功率开关管驱动损耗为：

综上，功率开关管总的功率损耗为：

3 同步整流管损耗

本文设计采用的控制方式是PWM 型同步整流，开关管与整流管的驱动信号之间必须设置一定的死区时间（一般为ns 级），以避免交叉导通。在死区时间内，由于电感电流不能突变，同步整流管的体二极管会率先导通进行续流，整流管两端的电压VDS被钳位在0 V。同步管导通后，其两端的电压仍为0 V 直至关断。而开关损耗是由VDS与ID在开关时间段内的乘积决定的，所以整流管上几乎没有开关损耗[11]。整流管的损耗主要包括导通损耗、驱动损耗、体二极管导通损耗和体二极管反向恢复开关损耗。

同步整流管的导通损耗为：

驱动损耗为：

体二极管导通损耗为：

式中：Vf为体二极管正向电压；Tdead1和Tdead2分别是导通和关断的死区时间。

体二极管反向恢复开关损耗为：

式中Qrr是体二极管反向恢复电荷。

综上，同步整流管总的功率损耗为：

4 电容损耗

4.1 输入电容损耗

DC/DC 变换器会产生较高的纹波电压（di/ dt），该纹波电压会直接传导到电源输入端，可能会引起电磁干扰问题。因此，需要在输入端添加合适的输入电容。对于降压DC/DC 变换器，输入电容上的电流峰值为:

输入电容上的功率损耗为：

式中RCIN是输入电容上的等效串联电阻。

4.2 输出电容损耗

同步降压DC/DC 变换器中，输出电容的作用是储能和滤波。电感上的交流分量流经输出电容，由于电容上存在等效串联电阻（ESR），会产生一定的阻性损耗。选择合适的输出电容，可有效降低损耗和纹波电压，改变负载瞬态效应。本文所采用的聚合物钽电容具有极低的ESR 和优越的高频性能[12]。

输出电容上的功率损耗为：

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式中，I2O(RMS)是输出电容的最大有效电流，公式为：

5 控制器损耗

LTC3855 具有多相工作模式、差分输出采样和集成的同步锁相环（PLL）。其中，差分放大器提供了正端和负端的远端输出电压采样，从而在出现因过孔、走线或互连线所致的损耗时可实现高准确度的稳压。本文控制器内置2 个独立的栅极驱动器，用于驱动N 沟道功率MOSFET[13]；同时，还包含1 个低压差线性稳压器（LDO），输出通过VIN或EXTVCC给栅极驱动器供电。控制器的损耗可用下式估算：

式中，IIC是控制器的静态输入电流，可从LTC3855 的Datasheet 中获得。

6 效率分析

同步降压DC/DC变换器的效率定义为输出负载功率与变换器上产生的所有功率的比值，计算公式为：

本文设计采用的电感为XAL5030-331MEC，开关管和同步整流管分别为BSZ050N03LS 和BSC011N03LS，输入电容为2 个GRM32E6YA106KA12A 和铝电解电容35SXPG120MOS 并联，输出电容为聚合物钽电容4TCF470ML。根据元器件的datasheet，计算在输入电压VIN=12 V、输出电压VOUT=1.2 V、输出电流IOUT=1~25 A、工作频率fSW=500 kHz 情况下的转换效率，计算结果如表1 所示。同时，表1 中还包含了在样机上测得的实际效率值。

表1 不同输出电流对应的转换效率

图4 所示为效率曲线，由图可以看出，实际效率比计算值低1.0%~2.8%。这是由于验证板上的走线为铜箔，存在一定的阻抗，会消耗功率；另外，连接导线也存在传导损耗，也会降低效率。

图4 效率曲线

图5 对比了在输出电流分别为5 A 和25 A 时各主要损耗的占比情况。

图5 各部分损耗占比情况

从图5 中可以看出，无论是轻载（IOUT=5 A）还是重载（IOUT=25 A），电感的DCR 损耗、开关管的开关损耗和整流管的导通损耗占比都相对较高。其中，在轻载时，开关管的开关损耗占比最高，故轻载时可以选择突发模式或脉冲跳跃模式，通过降低开关频率减少开关损耗；在重载时，电感的DCR 损耗和整流管的导通损耗占比较高，故对于低压大电流的应用，应选择低DCR 的功率电感、低导通电阻的同步整流管。

7 结 语

本文详细分析了同步降压DC/DC 变换器中各个元器件产生的功率损耗并给出计算公式。根据理论计算结果和实际测试数据，分析了各部分损耗在不同输出条件下的占比情况。对于低压、大电流的应用，电感的DCR 损耗、开关管的开关损耗和整流管的导通损耗占比较高，因此，提高变换器的转换效率可以采用低直流电阻的功率电感、低Qg的开关管和低导通电阻的同步整流管。