太赫兹频段非均匀分布PTRS方案研究

暴桐，辛雨，华健，窦建武

（1.移动网络和移动多媒体技术国家重点实验室，广东 深圳 518055；2.中兴通讯股份有限公司，广东 深圳 518057）

0 引言

太赫兹（THz,Tera Hertz）频段范围100 GHz—10 THz，位于微波和远红外之间，蕴含着尚未完全开发的丰富的频谱资源。太赫兹通信是指以太赫兹频段的电磁波作为通信载波实现无线通信的技术。由于太赫兹频段有超大带宽的频谱资源可以利用，支持超大速率的无线通信，因此太赫兹通信被认为是未来6G愿景实现的关键候选技术[1-6]。然而，相较于较低的频段，太赫兹频段面临着更艰巨的挑战。例如较大的路径损耗和阴影衰落、某些频率的高大气吸收率、较高的相位噪声、较低的功率放大器效率以及严格的发射功率频谱密度调整量等[7-10]。

目前，5G NR 标准发布的Rel-15 和Rel-16 支持最高52.6 GHz 载波频率，Rel-17 将毫米波频段24.25—52.6 GHz 扩展到71 GHz，预计71 GHz 以上的频率将面向未来5G-Advanced 版本及后续6G 版本。针对太赫兹频段面临的挑战，从现有的标准进行分析提供可能解决或缓解问题的思路和方案[11-14]：

（1）首先，5G NR 上行支持多载波CP-OFDM（Cyclic Prefix Orthogonal Frequency Division Multiplexing，循环前缀正交频分多用）和单载波DFT-s-OFDM（Discrete Fourier Transform Spread OFDM，离散傅里叶变换扩展OFDM）波形，下行支持多载波CP-OFDM 波形。众所周知，单载波DFT-s-OFDM 波形的峰均比低于多载波CP-OFDM 波形，这对于增强覆盖和提高功率效率是非常重要的。太赫兹通信的路径损耗和阴影衰弱更大，将导致在小区边缘有些区域的信噪比会非常低，更适用于短距离通信。而且太赫兹频段功率放大器的效率比较低，为了提高信噪比，提高覆盖范围，同时也要节省终端电池的功耗，需要降低发射信号的峰均比。因此，建议设计单载波波形作为太赫兹通信的一种候选波形。

（2）然后，以前的FR2-1（24.25—52.6 GHz）频段能够提供800 MHz 的带宽，现在的FR2-2（52.6—71 GHz）频段的带宽可以高达1.6 GHz，甚至还可以到2 GHz，有更多更高频段可以使用。子载波间隔从120 kHz 扩展到480 kHz或者是960 kHz，支持更大的带宽，抵抗毫米波频段系统产生的相位噪声。太赫兹通信需要更大的子载波间隔支持大带宽和抵抗系统产生的大相位噪声影响，但是由于子载波间隔变大，符号长度变短，对于相同的多径时延环境，循环前缀的开销的占比就会更大。因此，建议设计参数集配置需要考虑抵抗不同类型多径时延时循环前缀开销的问题，最大限度地提高频谱效率。

（3）最后，Rel-15 标准定义了相位跟踪参考信号，使得接收端能够估计并补偿相位噪声的影响。单载波DFT-s-OFDM 波形的相位跟踪参考信号以分组均匀的配置方式进行时域内插，跟踪符号内的时变相位噪声。但是随着载波频率的增加相位噪声变大，特别是对于一些低级终端，由于器件成本低、性能差，相位噪声会更大，而且太赫兹通信的多普勒频移也比较大。因此，这种单一的相位跟踪参考信号配置方式可能不足以保证在太赫兹通信中表现良好，并且会增加资源的开销，影响峰均比性能。

解决太赫兹通信面临的挑战有许多可能的选择，本文重点关注波形、参数集、相位跟踪参考信号等几个方面。基于单载波DFT-s-OFDM 波形方案，设计提出了一种太赫兹频段非均匀分布PTRS 方案，在不影响系统频谱效率情况下，提高抑制相位噪声的效果，并且进一步降低阶调制方案的峰均比。

1 方案设计与研究

1.1 DFT-s-OFDM波形与均匀分布PTRS方案

单载波DFT-s-OFDM 波形的收发端结构如图1 所示，发送端数据符号使用DFT 变换获得频域信号，然后补零再通过过采样IFFT 变换获得时域信号，添加循环前缀；接收端做相反的逆变换过程，为了避免由于信道的多径时延引起的符号间干扰，允许接收端进行频域均衡。在发送端处理过程中，单载波DFT-s-OFDM 波形中每个数据符号通过扩频的方式被分配到每个子载波上传输，因此传输信号具有单载波的特性，比多载波波形的峰均比低。

图1 单载波DFT-s-OFDM波形收发端结构

图2 中假设一个OFDM 符号内有N个子载波，数据符号经过DFT 变换后占M个子载波（M

图2 均匀分布PTRS方案

需要说明的是，5G NR 现有的均匀分布PTRS 方案是针对毫米波场景（<52.6 GHz）存在的相位噪声设计的。相位噪声对解调OFDM 符号有两种影响：公共相位误差和子载波间干扰（ICI,Inter Carrier Interference），其中，公共相位误差对信号的影响表现为其星座图发生一个单方向恒定的相位旋转，子载波间干扰对信号的影响表现为其星座图中的星座点发生散射[15]。当在一个OFDM 符号的持续时间内相位噪声变化不大时，相位噪声可以建模为常数，接收端进行公共相位误差补偿，通过上述的相位跟踪参考信号估计出公共相位误差，然后对接收信号进行补偿。当相位噪声在一个OFDM 符号的持续时间内变化比较大时，接收端需要进行子载波间干扰补偿，对一个OFDM符号进行分段，也就是根据均匀分布的相位跟踪参考信号求出每一段的公共相位误差，再进行拟合得到整个符号的相位噪声变化曲线，从而进行子载波间干扰补偿。

1.2 非均匀分布PTRS方案设计

太赫兹频段的载波频率远大于52.6 GHz，通过现有的仿真结果[16-19]发现载波频率与相位噪声满足相位噪声的PSD 增大速度为20 dB/10 倍频程的关系（20 dB 等价于100 倍），也就是说太赫兹载波频率300 GHz 的相位噪声大小大概是毫米波载波频率30 GHz 的100 倍，而300 GHz（0.3 THz）也只是太赫兹频段的低频段。假设通过5G NR 现有的均匀分布PTRS 方案对太赫兹通信进行相位噪声估计与补偿，那么需要插入更多“块”PTRS才能提高太赫兹通信相位噪声的估计精度，这样就损失了频谱效率，并且当低阶调制方案时数据符号的调制方式与PTRS 序列不一样，增加块数会增加波形的峰均比。另外，也需要配置更大的子载波间隔抵抗相位噪声的影响，子载波间隔越大，符号长度越短，对于相同类型的多径时延，循环前缀的开销占比越大，这样就又进一步降低了频谱效率。并且，接收端数据解调只是对有效数据符号长度的数据进行FFT 操作，循环前缀白白丢掉了，浪费了资源。

综上所述，本节设计了一种太赫兹频段非均匀分布PTRS 方案：每个OFDM 符号内非均匀插入PTRS，PTRS 被划分为首部、中间和尾部“块”。其中，每个OFDM 符号内的首部PTRS“块”携带的序列是相同的，每个OFDM 符号内的尾部PTRS“块”携带的序列是相同的，每个OFDM 符号内中间PTRS“块”携带的序列可以不相同。每个OFDM 符号内的首部PTRS“块”携带的序列和尾部PTRS“块”携带的序列从解调参考信号（DMRS,Demodulation Reference Signal）的首部和尾部相同位置携带的序列复制过来。首部“块”PTRS 中有LH个“样点”，“样点”的个数与OFDM 符号的长度成正比；尾部“块”PTRS 中有LT个“样点”，“样点”的个数与多径时延的大小有关，一般，LT≥LH＞0。每个OFDM 符号内的中间PTRS“块”分为长度相同的P 个“子块”，每个“子块”包括Q个“样点”。中间“块”PTRS携带的序列的调制方式与数据符号的调制方式相同。中间“块”PTRS 离散均匀的分布在OFDM 符号的数据中，“子块”个数与每个“子块”包含的“样点”数与相位噪声和高斯白噪声的大小以及变化速度有关。

图3 中假设一个OFDM 符号内有N个子载波，数据符号经过DFT 变换后占M个子载波（M

图3 非均匀分布PTRS方案

本节设计的非均匀分布PTRS 方案主要有以下几点优势：

（1）每 个OFDM 符号内的首部“ 块” 和尾部“块”PTRS 携带的序列相同，在进行相位噪声估计与补偿的同时，也可以起到循环前缀的作用。这样，不再需要传统的循环前缀资源。

（2）每个OFDM 符号内尾部“块”PTRS 中的“样点”数量与多径时延大小有关。当多径时延变小时，尾部“块”的“样点”数量减小，增加数据资源，并且，在保持子载波间隔不变的情况下，不会影响OFDM 符号长度和时隙结构。

（3）每个OFDM 符号中间“块”PTRS 被分为“子块”和“样点”，“子块”和“样点”数量根据环境的相位噪声和高斯白噪声大小灵活配置，保证高的资源利用率的同时可以很好地估计和补偿相位噪声。

（4）每个OFDM 符号中间“块”PTRS 携带的序列的调制方式与数据符号的调制方式相同，在低阶调制方案中降低单载波波形的峰均比，不会因为“块”数的增加破坏波形的低峰均比特性。

针对太赫兹频段设计的非均匀分布PTRS 方案在不影响系统频谱效率下，同时起到降低PAPR 和提高抑制相位噪声的效果。同样地，当进行CPE 或者ICI 补偿时，通过非均匀分布PTRS 求出OFDM 符号内的相位噪声均值，或者分组分别计算出每组内的相位噪声均值，然后进行拟合得到一个符号内的相位噪声变化。非均匀分布PTRS 方案配置是灵活的，可以根据信道环境或者配置参数等进行调整的。例如，针对信道环境、调制方式等较为固定或变化较小时，设计配置一种通用的PTRS 方案，可能在频谱效率或者相噪估计效果上会有一定损失，但应用和实现起来更简单。对于高阶调制方案，其抵抗相位噪声能力差，设计将一个符号内的相位噪声进行子符号CPE 补偿，以保证残余的相位噪声足够小。由于太赫兹场景的相位噪声通常很大，设计时域符号级的PTRS 密度为1，即每个时域符号都有PTRS，除非一个时域符号的持续时间很短，可以设计配置相邻几个OFDM 符号中一个OFDM 符号配置PTRS 即可。

2 仿真

本节给出在不同载波频率上评估单载波DFT-s-OFDM 波形5G NR 均匀分布PTRS 方案与提出的太赫兹频段非均匀分布PTRS 方案的性能仿真结果，如图4 所示。如表1 所示，假设分配28 个物理资源块，IFFT 大小512，子载波间隔1 920 kHz，QPSK 调制，使用的信道编解码是符合5G NR 标准的LDPC 码，编码速率R=2/3，使用的信道模型是10 ns 均方根（RMS）延迟扩展且里氏系数K=15 dB 的聚类延迟线D（TDL-D），UE的移动速度为3 km/h，使用文献[20]中定义的PN 模型，基站和UE 侧PN 不同，在UE 侧的PN 更高。均匀分布PTRS 方案使用（2×4）、（4×4）配置，非均匀分布PTRS 方案使用（4,20）、（4,1×4,20）配置。

表1 仿真参数

图4 5G NR 均匀分布PTRS方案 vs 太赫兹频段非均匀分布PTRS方案

5G NR 均匀分布PTRS（2×4）、（4×4）配置方案传输的数据个数分别为（28×12-2×4）×13=4 264，（28×12-4×4）×13=4 160，太赫兹频段非均匀分布PTRS（4,20）、（4,1×4,20）配置方案传输的数据个数分别为（28×12-4-20）×14=4 368，（28×12-4-1×4-20）×14=4 312，太赫兹频段非均匀分布PTRS 方案传输的数据更多，这里均匀分布PTRS 方案一个时隙有14 个OFDM符号，其中1 个DMRS 符号和13 个数据符号；非均匀分布PTRS 方案一个时隙有15 个OFDM 符号，其中1 个DMRS 符号和14 个数据符号，因为没有传统的循环前缀，所以它比均匀分布PTRS 方案的OFDM 符号数量多一个。通过图4 观察到：当载波频率为150 GHz 时，相位噪声比较小，变化速度缓慢的时候，本文提出的太赫兹频段非均匀分布PTRS 方案估计和补偿相位噪声的效果更好，而且频谱效率更高。当载波频率为300 GHz 时，相位噪声变大，变化速度变快，需要更多组的PTRS 进行估计和补偿相位噪声，但依然是本文提出的太赫兹频段非均匀分布PTRS方案估计和补偿相位噪声的效果更好，而且频谱效率更高。

3 结束语

太赫兹通信是6G 移动通信技术的重要场景之一。基于单载波DFT-s-OFDM 波形，本文提出一种太赫兹频段非均匀分布PTRS 方案，并且进行了理论分析和仿真验证，研究表明相比于5G NR 现有的均匀分布PTRS 方案，提出的非均匀分布PTRS 方案在频谱效率和块误码率性能中都有良好的表现。

太赫兹频段非均匀分布PTRS 方案中PTRS 被划分为首部、中间和尾部“块”。首先，PTRS 的首部和尾部“块”不仅可以跟踪相位噪声，而且可以作为循环前缀自适应抵抗不同类型的多径时延。然后，每个OFDM 符号的首部和尾部“块”包含的PTRS 数量大于5G NR 现有的均匀分布PTRS 的数量，可以更好地估计和补偿相位噪声。最后，每个OFDM 符号的中间“块”的“子块”和“样点”数量可以根据环境的相位噪声和高斯白噪声大小灵活配置。因此，太赫兹频段非均匀分布PTRS 方案在保证高的资源利用率的同时也可以很好地估计和补偿相位噪声。在后续研究过程中将进一步研究太赫兹频段甚低峰均比方案，满足6G 低成本终端场景低峰均比的需求，也会进一步设计低峰均比的参考信号序列，让波形整体有更低的峰均比特性。