DSFH 系统的双信道接收平衡检测及判决结构设计*

孟庆斌，孙慧贤，全厚德，崔佩璋，霍晓磊

（陆军工程大学（石家庄校区）电子与光学工程系，石家庄 050003）

0 引言

无线通信是保障战场通信与指挥的重要手段，面对战场无线通信对抗的日益激烈［1］，传统跳频通信系统在抗跟踪干扰问题上效果较差［2］，为更好解决传统跳频通信的抗干扰能力问题，通信研究的学者提出了很多新型的通信模式和多信道接收的方法［3-8］。

本文基于DSFH 系统接收结构的双信道平衡状态建立仿真链路模型，针对上述情况DSFH 系统接收结构存在的双信道非平衡问题，提出了检测DSFH 系统双信道接收的仿真方法，设计了调整非平衡时的动态门限结构，降低了在低信噪比下DSFH 系统非平衡时的误码率数值大小，提高了非平衡状态下DSFH 系统的性能。

1 DSFH 系统原理模型

图1 DSFH 系统发射接收过程框图Fig.1 Block diagram of transmitting and receiving process of dsfh system

信道都产生对应的本地载波与接收到的信号进行混频处理，利用带通滤波器得到数据信道的中频信号及对偶信道的噪声干扰信号，并对双信道的信号作平方律非相干检测［12］，将检测统计量作差后进行择大判决恢复码元信息。

2 双信道接收结构分析

2.1 双信道的误码率分析

2.1.1 平衡状态

双信道接收采用平方律非相干检测方法，接收端双信道上下支路通过带通滤波器的输出波形情况：

由误码率公式分析可知，在高斯信道环境下，DSFH 系统双信道接收结构的平方律非相干检测方法与常规跳频BFSK 的检测接收相同，且误码率表示也一致。

2.1.2 非平衡状态

假设上支路滤波器配置非平衡，上式（6）表达式变为：

得到的非平衡下误码率可表示为：

当K=1 时，表示双信道平衡状态；当0＜K＜1或K＞1 时，为非平衡状态。

2.2 信道非平衡检测方法及门限分析

从接收结构的检测方式角度考虑，双信道的两路信号均是以每跳信号的能量作为检测统计量。当双信道平衡时，两路接收在无信号条件下检测统计量相同，其两路能量的统计均值大小相同，作差后以固定门限零作为判决阈值得到的用户数据等概。若处于非平衡状态时，则在无信号条件下双信道的能量均值大小不同仍用零门限判决，得到非等概的用户数据。因此，通过检测无信号阶段统计量数值判决的等概数据结果来评估双信道是否平衡；动态门限的调整设计则是在仿真中检测一段时间下有信号阶段的两路统计量均值，并比较数值大小作为判决的动态门限。如图2 为信道平衡检测的流程图。

图2 平衡检测的流程图Fig.2 Flow of balanced detection

在通信建立后无信号发送时，检测DSFH 系统的双信道接收结构平衡，此时的接收端双信道上下支路通过中频滤波器的输出波形情况：

则此时通过滤波器后经平方律检测的双信道包络输出情况为：

平衡时可假设：

Th表示跳周期，观测跳数趋于无穷时，码元判决数据的统计概率P=0.5。

考虑双信道存在滤波器参数非平衡因素，假设下支路信道作为最小系统阶数设置的标准滤波器，输出的方差为。则双信道的包络输出表达式为：

因此，无信号下既噪声经过滤波、平方律检测后，可假设：

3 系统仿真及性能分析

利用Matlab/Simulink 软件搭建DSFH 系统链路仿真模型，将跳频范围设置为30 kHz～88 kHz，跳频频点设置为32 个，跳速为200 hop/s，传输速率为200 b/s，跳频间隔为0.5 kHz，中频频率为1 kHz。跳频范围设置较实际电磁环境中短波/超短波跳频通信范围30 MHz ～88 MHz 存在差异，但不失普遍意义，其目的是为了减少系统运算量及仿真时长，均是产生固定的1 kHz 中频信号进行数字部分信号检测。收发双方在跳频序列上保持严格同步。

3.1 系统仿真链路设计

3.1.1 发射端链路设计

如图3 所示为DSFH 系统发送端链路结构框图。DSFH 系统发送端主要包括伯努利信源模块（bernoulli binary generator）、数据选择模块（switch）、频率合成模块（discrete-time VCO）等。对其简单介绍：信源模块产生“0”、“1”的用户数据，由原理结构模型，DSFH 系统是通过用户数据信息直接选择传输信道，频率合成模块产生的跳变频率也直接用于载波发送，如下页图4 所示为发射波形图。因此，仿真链路通过数据选择模块通过上下信道表示用户数据。其中，信源模块参数设置：Sample time 为1/200 s，即信息传输速率为200 b/s，Probability of a zero 为0.5，即“0”、“1”数据等概产生，当检测双信道是否平衡时其参数设置为1，观测误码率计算输出估计双信道所处平衡状态；由PN Sequence Generator模块产生PN 序列通过Bit to Integer Converter 模块将二进制数转换为十进制，其中，参数设置M=5，即满足32 个跳频频点从0～31 变化。要实现跳速为200 hop/s 的目的设置采样模块Zero-Order Hold 参数为1/200，从而在1 s 内有200 个变化的频点控制频率合成模块形成跳变载波，即传输信道。

图3 发送端仿真链路结构图Fig.3 Structure of simulation link of transmitting terminal

图4 发射波形图Fig.4 Transmitting waveform

3.1.2 接收端链路设计

图5 为DSFH 接收端链路结构框图。接收端主要包括高斯白噪声信道模块（AWGN）、本地信号模块、解调检测模块、判决模块、误码率模块等。AWGN 模块仿真中参数设置为低信噪比（SNR＜-14 dB）下变化；本地信号模块是同发射端的两路传输信道，其本地频率合成输出上与接收信号载波相差一个1 000 Hz 的中频信号，模块中转换开关后是本地信号与噪声模块的叠加输出，其目的是实现无信号条件下能检测双信道平衡状态；解调检测模块用于对滤波器后得到的中频信号进行平方、积分运算，即采用能量检测方式判断是否存在信号；判决模块用于对检测统计量的择大判决，其门限设置在平衡时数值为零。

图5 接收端仿真链路结构图Fig.5 Structure of simulation link of receiving terminal

通过对平衡下误码率的分析，其DSFH 系统的误码率与常规BFSK 系统的理论一致，为了将理论曲线与仿真曲线对应，将SNR 换算为Eb/N0形式。图6 为DSFH 系统双信道平衡下误码率随信噪比变化曲线。

图6 DSFH 系统误码率曲线Fig.6 Bit error rate curve of dsfh system

由图6 可以看出，对偶序列跳频系统的仿真误码率曲线与理论推导基本一致，验证了系统双信道接收在平衡时的正确性。

由以上的分析，为了避免通信时系统存在非平衡因素干扰，通过在无信号条件下仿真检测双信道平衡状态，设置信源仿真参数Probability of a zero 为1，转换开关至无信号模块，观测display 模块得到表1 所示误码率检测数值统计表，下页图7 为数据检测波形图。

图7 数据检测波形图Fig.7 Detection waveform of data

表1 误码率检测数值表Table 1 Detection value table of bit error rate

不难看出，假设仿真双信道参数设置不同，无信号时能检测接收结构的平衡状态。平衡时数据接收等概出现，非平衡时符合前面的理论分析。

3.2 动态门限仿真及分析

已在无信号下检测到了系统非平衡状态，下面设置不同非平衡因素的参数进行仿真及动态门限调整后的性能分析。如表2 所示为不同滤波器参数下双信道检测统计量均值。

表2 不同滤波器参数下双信道检测统计量均值Table 2 Mean values of dual channel detection statistics under different filter parameters

滤波器参数的设置在最小系统阶数下上下改变，其阶数设置也满足实际中能够实现的滤波器阶数。在有信号条件下检测了一段时间的数值统计，现对动态门限作出的调整进行仿真分析。如图8 所示为不同阶数下系统仿真图。

图8 不同阶数仿真图Fig.8 Simulation figure of different orders

由图分析，当在低信噪比条件下系统接收信道不对称时，其对称信道接收的误码率数值比非平衡信道接收的误码率高出一个数量级左右；在同一误码率下，平衡信道接收的增益比非平衡信道接收的增益高约2 dB。当低信噪比不断变化时，非平衡条件下不同阶数变化区别不大，对判决门限进行动态调整后，得到的误码率曲线与平衡时基本相近。在低信噪比条件下，设计非平衡信道接收的动态门限判决结构与平衡信道接收时的性能基本一致。

设置不同的增益参数，在有信号条件下检测了一段时间的数值统计，现对动态门限作出的调整进行仿真分析。如图9 所示为不同增益下系统仿真图。

图9 不同增益仿真图Fig.9 Simulation figure of different gains

表3 不同增益参数下双信道检测统计量均值Table 3 Mean values of dual channel detection statistics under different gain parameters

由图分析，当在低信噪比条件下系统接收信道不对称时，其对称信道接收的误码率数值比非平衡信道接收的误码率高出一个数量级左右；在同一误码率下，平衡信道接收的增益比非平衡信道接收的增益高约1 dB～5 dB。当低信噪比不断变化时，非平衡条件下经判决门限进行动态调整后，得到的误码率曲线与平衡时基本相近。在低信噪比条件下，设计非平衡信道接收的动态门限判决结构与平衡信道接收时的性能基本一致。

4 结论

本文基于考虑实际通信中存在的DSFH 系统接收结构双信道平衡问题，提出了检测双信道平衡状态的仿真方法及动态门限判决结构设计，分析了DSFH 系统双信道接收结构，设计了非平衡因素下动态门限的判决结构。通过设置非平衡因素参数及仿真，其仿真结果表明：DSFH 系统在低信噪比条件下平衡信道与非平衡信道接收对系统误码率有重大影响，也验证实际中系统双信道接收存在平衡问题。当非平衡条件下信噪比-22 dB～-14 dB 在变化时，经过动态门限判决结构后，其调整后的仿真误码率数值比固有门限下误码率数值提高一个数量级左右；在不同滤波器阶数下，当相同误码率时平衡信道接收的增益比非平衡信道接收的增益高2 dB 左右；在不同增益下，当同一误码率时平衡信道接收的增益比非平衡信道接收的增益高1 dB～5 dB 左右；非平衡信道接收经动态门限结构调整后与平衡信道接收的性能基本一致。本文存在的不足：仅在高斯噪声干扰环境下对系统进行了仿真分析，还需进一步分析研究加入其他噪声干扰后系统接收结构性能。